Глава 7. Усилители напряжения, тока, мощности в схемах автоматики. Схема усилитель тока

Усилители постоянного тока: схемы, принцип действия, формулы

Усилитель называют усилителем постоянного тока (УПТ), если он может усиливать постоянные и медленно изменяющиеся сигналы. Такой усилитель может использоваться и для усиления переменных сигналов.

Выше рассмотрены операционные усилители, являющиеся усилителями постоянного тока. Но внутреннее устройство операционных усилителей не рассматривалось.

Для того чтобы постоянные или медленно изменяющиеся сигналы могли быть переданы с входа усилителя на его выход, должны использоваться только гальванические связи между отдельными частями усилителя или эти сигналы должны быть преобразованы в переменные.

Полученные переменные сигналы могут быть усилены с помощью усилителей переменного тока, в которых гальванические связи разорваны с помощью конденсаторов или трансформаторов.

После усиления переменные сигналы должны быть преобразованы в постоянные или медленно изменяющиеся.

При построении УПТ с использованием гальванической связи между каскадами получают УПТ, которому присуще такое вредное явление, как дрейф нуля. Под дрейфом нуля понимают самопроизвольное изменение выходного напряжения при неизменном нулевом входном. Основными причинами дрейфа нуля усилителя являются:

● изменение параметров элементов схемы, прежде всего транзисторов, за счет изменения температуры окружающей среды;

● изменение питающих напряжений;

● постоянное изменение параметров активных и пассивных элементов схемы, вызванное их старением.

Сигнал дрейфа нуля может быть соизмерим с полезным сигналом, поэтому при построении УПТ принимают меры по снижению дрейфа нуля.

Основными мерами снижения дрейфа являются:

● жесткая стабилизация источников питания усилителей;

● использование отрицательных обратных связей;

● применение балансных компенсационных схем УПТ;

● использование элементов с нелинейной зависимостью параметров от температуры для компенсации температурного дрейфа;

● применение УПТ с промежуточным преобразованием и др.

Важным вопросом при построении УПТ является также согласование потенциалов соседних каскадов, согласование источника входного сигнала с УПТ, а также подключение нагрузки к УПТ таким образом, чтобы при нулевом входном напряжении, напряжение на нагрузке было также равно нулю.

Поэтому простейшие УПТ, состоящие из нескольких каскадов, включенных последовательно и соединенных гальванической (непосредственной) связью, даже при условии согласования потенциалов обладают рядом недостатков, главным из которых является дрейф нуля.

Таким образом, для устранения отмеченных выше недостатков УПТ строят в виде параллельно-балансных каскадов, представляющих собой сбалансированный мост, в одно плечо которого включена нагрузка, а в другое — источник питания. Схема такого УПТ приведена на рис. 2.35.

Коллекторные сопротивления RK1 и RK2, транзисторы Т1 и Т2, резистор Rэ образуют мост, к одной диагонали которого подключен источник питания ЕK, а в другую диагональ — между коллекторами транзисторов — включается нагрузка.

При нулевых входных сигналах и полной симметрии схемы (RK1 = RК2, T1 и Т2 одинаковы) потенциалы коллекторов транзисторов Т1 и Т2 одинаковы и uвых, равное u К1—uК2, равно нулю.

Высокая стабильность схемы объясняется тем, что при изменении напряжения источника питания или при одинаковых изменениях параметров транзисторов (например, за счет температуры) потенциалы обоих коллекторов получают равные приращения и, следовательно, выходное напряжение остается равным нулю.

В реальных схемах всегда имеется некоторая несимметрия плеч и существует некоторый дрейф нуля, хотя он и значительно меньше, чем в других схемах.

Входной сигнал в этой схеме может подаваться либо между базами, либо на одну из баз при фиксированном потенциале другой.

Представив Rэ в виде двух параллельно соединенных сопротивлений удвоенной величины (см. пунктир на рис. 2.35), можно увидеть, что рассматриваемый УПТ представляет собой два каскада с эмиттерной стабилизацией, объединенных соответствующим образом (см. вертикальные разделительные линии). Включив последовательно с Rэ дополнительный источник Еэ, можно обеспечить такой начальный режим работы транзисторов, при котором потенциалы входов равны нулю и, следовательно, возможно убрать из схемы сопротивления делителей R1, R2, R3, R4. В результате получится схема дифференциального усилителя.

pue8.ru

схемы включения, принцип работы. Схема усилителя на операционном усилителе неинвертирующего. Схема усилителя напряжения постоянного тока на операционном усилителе

В статье будет рассмотрена стандартная схема усилителя на операционном усилителе, а также приведены примеры различных режимов работы этого прибора. На сегодняшний день ни одно устройство управления не обходится без использования операционных усилителей. Это поистине универсальные приборы, которые позволяют выполнять различные функции с сигналом. О том, как работает и что конкретно позволяет сделать этот прибор, вы и узнаете далее.

Инвертирующие усилители

Схема инвертирующего усилителя на ОУ достаточно проста, вы ее можете увидеть на изображении. В ее основе находится операционный усилитель (схемы включения его рассмотрены в данной статье). Кроме этого, здесь:

1. На резисторе R1 падение напряжения присутствует, по своему значению оно такое же, как входное.
2. На резисторе R2 также имеется падение напряжения - оно такое же, как выходное.

При этом отношение выходного напряжения к сопротивлению R2 равно по значению отношению входного к R1, но обратно ему по знаку. Зная значения сопротивления и напряжения, можно вычислить коэффициент усиления. Для этого необходимо разделить выходное напряжение на входное. При этом операционный усилитель (схемы включения у него могут быть любыми) может иметь одинаковый коэффициент усиления независимо от типа.

Работа обратной связи

Теперь нужно более детально разобрать один ключевой момент – работу обратной связи. Допустим, на входе имеется некоторое напряжение. Для простоты расчетов примем его значение равным 1 В. Допустим также, что R1=10 кОм, R2=100 кОм.

А теперь предположим, что возникла какая-то непредвиденная ситуация, из-за которой на выходе каскада напряжение установилось на значении 0 В. Далее наблюдается интересная картина – два сопротивления начинают работать в паре, совместно они создают из себя делитель напряжения. На выходе инвертирующего каскада оно поддерживается на уровне 0,91 В. При этом ОУ позволяет фиксировать рассогласование по входам, а на выходе происходит уменьшение напряжения. Поэтому очень просто спроектировать схему на операционных усилителях, реализующую функцию усилителя сигнала от датчика, например.

И продолжаться это изменение будет до той самой поры, покуда не установится на выходе значение стабильное в 10 В. Именно в этот миг на входах операционного усилителя потенциалы окажутся равными. И они будут такими же, как потенциал земли. С другой стороны, если на выходе устройства продолжит уменьшаться напряжение, и оно будет меньше, чем -10 В, на входе потенциал станет ниже, нежели у земли. Следствие этого – на выходе начинает увеличиваться напряжение.

У такой схемы имеется большой недостаток – входной импеданс очень маленький, в особенности у усилителей с большим значением коэффициента усиления по напряжению, в том случае, если цепь обратной связи замкнута. А конструкция, рассмотренная дальше, лишена всех этих недостатков.

Неинвертирующий усилитель

На рисунке приведена схема неинвертирующего усилителя на операционном усилителе. Проанализировав ее, можно сделать несколько выводов:

1. Значение напряжения UA равно входному.
2. С делителя снимается напряжение UA, которое равно отношению произведения выходного напряжения и R1 к сумме сопротивлений R1 и R2.
3. В случае, когда UA по значению равен входному напряжению, коэффициент усиления равен отношению выходного напряжения к входному (или же можно к отношению сопротивлений R2 и R1 прибавить единицу).

Называется данная конструкция неинвертирующим усилителем, у него практически бесконечный входной импеданс. Например, для операционных усилителей 411 серии его значение - 1012 Ом, минимум. А для операционных усилителей на биполярных полупроводниковых транзисторах, как правило, свыше 108 Ом. А вот выходной импеданс каскада, равно как и в ранее рассмотренной схеме, очень мал – доли ома. И это нужно учитывать, когда производится расчет схем на операционных усилителях.

Схема усилителя переменного тока

Обе схемы, рассмотренные в статье ранее, работают на постоянном токе. Но вот если в качестве связи источника входного сигнала и усилителя выступает переменный ток, то придется предусматривать заземление для тока на входе устройства. Причем нужно обратить внимание на то, что значение тока крайне мало по величине.

В том случае, когда происходит усиление сигналов переменного тока, необходимо уменьшать коэффициент усиления сигнала постоянного до единицы. В особенности это актуально для случаев, когда коэффициент усиления по напряжению очень большой. Благодаря этому имеется возможность значительно снизить влияние напряжения сдвига, которое приводится к входу устройства.

Второй пример схемы для работы с переменным напряжением

В данной схеме на уровне -3 дБ можно видеть соответствие частоте 17 Гц. На ней у конденсатора импеданс оказывается на уровне двух килоом. Поэтому конденсатор должен быть достаточно большим.

Чтобы построить усилитель переменного тока, необходимо использовать неинвертирующий тип схемы на операционных усилителях. И у него должен быть достаточно большой коэффициент усиления по напряжению. Но вот конденсатор может быть чересчур большим, поэтому лучше всего отказаться от его использования. Правда, придется правильно подобрать напряжение сдвига, приравняв его по значению к нулю. А можно применить Т-образный делитель и увеличить значения сопротивлений обоих резисторов в схеме.

Какую схему предпочтительнее использовать

Большинство разработчиков отдают свое предпочтение неинвертирующим усилителям, так как у них очень высокий импеданс на входе. И пренебрегают схемам инвертирующего типа. Зато у последнего имеется огромное преимущество – он не требователен к самому операционному усилителю, который является его «сердцем».

Кроме того, характеристики, на поверку, у него значительно лучше. И с помощью мнимого заземления можно без особого труда все сигналы комбинировать, причем они не будут оказывать друг на друга какое-то влияние. Может использоваться в конструкциях и схема усилителя постоянного тока на операционном усилителе. Все зависит от потребностей.

И самое последнее – случай, если вся схема, рассмотренная здесь, подключается к стабильному выходу другого операционного усилителя. В этом случае значение импеданса на входе не играет существенной роли – хоть 1 кОм, хоть 10, хоть бесконечность. В этом случае первый каскад всегда выполняет свою функцию по отношению к следующему.

Схема повторителя

Работает повторитель на операционном усилителе аналогично эмиттерному, построенному на биполярном транзисторе. И выполняет аналогичные функции. По сути, это неинвертирующий усилитель, в котором у первого резистора сопротивление бесконечно большое, а у второго равно нулю. При этом коэффициент усиления равен единице.

Имеются специальные типы операционных усилителей, которые используются в технике лишь для схем повторителей. У них значительно лучшие характеристики – как правило, это высокое быстродействие. В качестве примера можно привести такие операционные усилители как OPA633, LM310, TL068. Последний имеет корпус, как у транзистора, а также три вывода. Очень часто такие усилители называют просто буферами. Дело в том, что они обладают свойствами изолятора (очень большой входной импеданс и крайне низкий выходной). Примерно по такому принципу строится и схема усилителя тока на операционном усилителе.

Активный режим работы

По сути, это такой режим работы, при котором выходы и входы операционного усилителя не перегружаются. Если на вход схемы подать очень большой сигнал, то на выходе его просто начнет резать по уровню напряжения коллектора или эмиттера. А вот когда на выходе напряжение фиксируется на уровне среза - на входах ОУ напряжение не меняется. При этом размах не может оказаться большим, нежели напряжение питания усилительного каскада.

Большая часть схем на операционных усилителях рассчитывается таким образом, что этот размах меньше питающего напряжения на 2 В. Но все зависит от того, какая используется конкретно схема усилителя на операционном усилителе. Такое же имеется ограничение на устойчивость источника тока на базе операционного усилителя.

Допустим, есть в источнике с плавающей нагрузкой некое падение по напряжению. В случае если ток имеет нормальное направление движения, можно встретить странную на первый взгляд нагрузку. Например, несколько переполюсованных батарей питания. Такая конструкция может применяться для того, чтобы получить прямой ток заряда.

Некоторые предосторожности

Простой усилитель напряжения на операционном усилителе (схема может быть выбрана любая) можно изготовить буквально "на коленке". Но потребуется учитывать некоторые особенности. Обязательно нужно удостовериться, что обратная связь в схеме отрицательная. Это также говорит о том, что недопустимо путать неинвертирующий и инвертирующий входы усилителя. Кроме того, должна присутствовать цепочка обратной связи для постоянного тока. Иначе операционный усилитель начнет быстро переходить в режим насыщения.

У большинства операционных усилителей входное дифференциальное напряжение очень маленькое по значению. При этом максимальная разность неинвертирующего и инвертирующего входов может ограничиваться значением 5 В при любом подключении источника питания. Если пренебречь данным условием, появятся на входе довольно большие значения токов, которые приведут к тому, что все характеристики схемы ухудшатся.

Самое страшное в этом – физическое разрушение самого операционного усилителя. В результате перестает работать схема усилителя на операционном усилителе полностью.

Следует учитывать

И, конечно же, нужно рассказать о правилах, которые стоит соблюдать, чтобы обеспечить стабильную и долговечную работу операционного усилителя.

Самое главное – ОУ обладает очень высоким коэффициентом усиления по напряжению. И если между входами напряжения изменятся на долю милливольт, на выходе его значение может измениться существенно. Поэтому важно знать: у операционного усилителя выход старается стремиться к тому, чтоб между входами разница напряжений оказалась близка (в идеале равна) к нулю.

Второе правило – потребление тока операционным усилителем крайне малое, буквально наноамперы. Если же на входах установлены полевые транзисторы, то оно исчисляется пикоамперами. Отсюда можно сделать вывод, что входы не потребляют ток, независимо от того, какой используется операционный усилитель, схема - принцип работы остается тем же.

Но не стоит думать, что ОУ действительно постоянно меняет на входах напряжение. Физически это осуществить почти нереально, так как не было бы соответствия со вторым правилом. Благодаря операционному усилителю происходит оценка состояния всех входов. При помощи схемы обратной внешней связи передается напряжение на вход с выхода. Результат – между входами операционного усилителя разница напряжений находится на уровне нуля.

Понятие обратной связи

Это распространенное понятие, и оно уже применяется в широких смыслах во всех областях техники. В любой системе управления имеется обратная связь, которая сравнивает выходной сигнал и заданное значение (эталонное). В зависимости от того, какое значение текущее - происходит корректировка в нужную сторону. Причем системой управления может быть что угодно, даже автомобиль, которые едет по дороге.

Водитель жмет на тормоза, и обратная связь здесь – начало замедления. Проведя аналогию с таким простым примером, можно лучше разобраться с обратной связью в электронных схемах. А отрицательная обратная связь – это если бы при нажимании педали тормоза автомобиль ускорялся.

В электронике обратной связью называют процесс, во время которого происходит передача сигнала с выхода на вход. При этом происходит также погашение сигнала на входе. С одной стороны, это не очень разумная идея, ведь может показаться со стороны, что значительно уменьшится коэффициент усиления. Такие отзывы, кстати, получали основоположники разработки обратной связи в электронике. Но стоит разобраться детальнее в ее влиянии на операционные усилители - практические схемы рассмотреть. И станет ясно, что она и правда немного уменьшает коэффициент усиления, но зато позволяет несколько улучшить остальные параметры:

1. Сгладить частотные характеристики (приводит их к необходимой).
2. Позволяет предсказывать поведение усилителя.
3. Способна устранить нелинейность и искажения сигнала.

Чем глубже обратная связь (речь идет про отрицательную), тем меньшее влияние оказывают на усилитель характеристики с разомкнутой ОС. Результат – все его параметры зависят только от того, какие свойства имеет схема.

Стоит обратить внимание на то, что все операционные усилители работают в режиме с очень глубокой обратной связью. А коэффициент усиления по напряжению (с ее разомкнутой петлей) может достигать даже нескольких миллионов. Поэтому схема усилителя на операционном усилителе крайне требовательна к соблюдению всех параметров по питанию и уровню входного сигнала.

fb.ru

виды, схемы, простые и сложные :: SYL.ru

Простейший усилитель на транзисторах может быть хорошим пособием для изучения свойств приборов. Схемы и конструкции достаточно простые, можно самостоятельно изготовить устройство и проверить его работу, произвести замеры всех параметров. Благодаря современным полевым транзисторам можно изготовить буквально из трех элементов миниатюрный микрофонный усилитель. И подключить его к персональному компьютеру для улучшения параметров звукозаписи. Да и собеседники при разговорах будут намного лучше и четче слышать вашу речь.

Частотные характеристики

Усилители низкой (звуковой) частоты имеются практически во всех бытовых приборах – музыкальных центрах, телевизорах, радиоприемниках, магнитолах и даже в персональных компьютерах. Но существуют еще усилители ВЧ на транзисторах, лампах и микросхемах. Отличие их в том, что УНЧ позволяет усилить сигнал только звуковой частоты, которая воспринимается человеческим ухом. Усилители звука на транзисторах позволяют воспроизводить сигналы с частотами в диапазоне от 20 Гц до 20000 Гц.

Следовательно, даже простейшее устройство способно усилить сигнал в этом диапазоне. Причем делает оно это максимально равномерно. Коэффициент усиления зависит прямо от частоты входного сигнала. График зависимости этих величин – практически прямая линия. Если же на вход усилителя подать сигнал с частотой вне диапазона, качество работы и эффективность устройства быстро уменьшатся. Каскады УНЧ собираются, как правило, на транзисторах, работающих в низко- и среднечастотном диапазонах.

Классы работы звуковых усилителей

Все усилительные устройства разделяются на несколько классов, в зависимости от того, какая степень протекания в течение периода работы тока через каскад:

1. Класс «А» – ток протекает безостановочно в течение всего периода работы усилительного каскада.
2. В классе работы «В» протекает ток в течение половины периода.
3. Класс «АВ» говорит о том, что ток протекает через усилительный каскад в течение времени, равного 50-100 % от периода.
4. В режиме «С» электрический ток протекает менее чем половину периода времени работы.
5. Режим «D» УНЧ применяется в радиолюбительской практике совсем недавно – чуть больше 50 лет. В большинстве случаев эти устройства реализуются на основе цифровых элементов и имеют очень высокий КПД – свыше 90 %.

Наличие искажений в различных классах НЧ-усилителей

Рабочая область транзисторного усилителя класса «А» характеризуется достаточно небольшими нелинейными искажениями. Если входящий сигнал выбрасывает импульсы с более высоким напряжением, это приводит к тому, что транзисторы насыщаются. В выходном сигнале возле каждой гармоники начинают появляться более высокие (до 10 или 11). Из-за этого появляется металлический звук, характерный только для транзисторных усилителей.

При нестабильном питании выходной сигнал будет по амплитуде моделироваться возле частоты сети. Звук станет в левой части частотной характеристики более жестким. Но чем лучше стабилизация питания усилителя, тем сложнее становится конструкция всего устройства. УНЧ, работающие в классе «А», имеют относительно небольшой КПД – менее 20 %. Причина заключается в том, что транзистор постоянно открыт и ток через него протекает постоянно.

Для повышения (правда, незначительного) КПД можно воспользоваться двухтактными схемами. Один недостаток – полуволны у выходного сигнала становятся несимметричными. Если же перевести из класса «А» в «АВ», увеличатся нелинейные искажения в 3-4 раза. Но коэффициент полезного действия всей схемы устройства все же увеличится. УНЧ классов «АВ» и «В» характеризует нарастание искажений при уменьшении уровня сигнала на входе. Но даже если прибавить громкость, это не поможет полностью избавиться от недостатков.

Работа в промежуточных классах

У каждого класса имеется несколько разновидностей. Например, существует класс работы усилителей «А+». В нем транзисторы на входе (низковольтные) работают в режиме «А». Но высоковольтные, устанавливаемые в выходных каскадах, работают либо в «В», либо в «АВ». Такие усилители намного экономичнее, нежели работающие в классе «А». Заметно меньшее число нелинейных искажений – не выше 0,003 %. Можно добиться и более высоких результатов, используя биполярные транзисторы. Принцип работы усилителей на этих элементах будет рассмотрен ниже.

Но все равно имеется большое количество высших гармоник в выходном сигнале, отчего звук становится характерным металлическим. Существуют еще схемы усилителей, работающие в классе «АА». В них нелинейные искажения еще меньше – до 0,0005 %. Но главный недостаток транзисторных усилителей все равно имеется – характерный металлический звук.

«Альтернативные» конструкции

Нельзя сказать, что они альтернативные, просто некоторые специалисты, занимающиеся проектировкой и сборкой усилителей для качественного воспроизведения звука, все чаще отдают предпочтение ламповым конструкциям. У ламповых усилителей такие преимущества:

1. Очень низкое значение уровня нелинейных искажений в выходном сигнале.
2. Высших гармоник меньше, чем в транзисторных конструкциях.

Но есть один огромный минус, который перевешивает все достоинства, – обязательно нужно ставить устройство для согласования. Дело в том, что у лампового каскада очень большое сопротивление – несколько тысяч Ом. Но сопротивление обмотки динамиков – 8 или 4 Ома. Чтобы их согласовать, нужно устанавливать трансформатор.

Конечно, это не очень большой недостаток – существуют и транзисторные устройства, в которых используются трансформаторы для согласования выходного каскада и акустической системы. Некоторые специалисты утверждают, что наиболее эффективной схемой оказывается гибридная – в которой применяются однотактные усилители, не охваченные отрицательной обратной связью. Причем все эти каскады функционируют в режиме УНЧ класса «А». Другими словами, применяется в качестве повторителя усилитель мощности на транзисторе.

Причем КПД у таких устройств достаточно высокий – порядка 50 %. Но не стоит ориентироваться только на показатели КПД и мощности – они не говорят о высоком качестве воспроизведения звука усилителем. Намного большее значение имеют линейность характеристик и их качество. Поэтому нужно обращать внимание в первую очередь на них, а не на мощность.

Схема однотактного УНЧ на транзисторе

Самый простой усилитель, построенный по схеме с общим эмиттером, работает в классе «А». В схеме используется полупроводниковый элемент со структурой n-p-n. В коллекторной цепи установлено сопротивление R3, ограничивающее протекающий ток. Коллекторная цепь соединяется с положительным проводом питания, а эмиттерная – с отрицательным. В случае использования полупроводниковых транзисторов со структурой p-n-p схема будет точно такой же, вот только потребуется поменять полярность.

С помощью разделительного конденсатора С1 удается отделить переменный входной сигнал от источника постоянного тока. При этом конденсатор не является преградой для протекания переменного тока по пути база-эмиттер. Внутреннее сопротивление перехода эмиттер-база вместе с резисторами R1 и R2 представляют собой простейший делитель напряжения питания. Обычно резистор R2 имеет сопротивление 1-1,5 кОм – наиболее типичные значения для таких схем. При этом напряжение питания делится ровно пополам. И если запитать схему напряжением 20 Вольт, то можно увидеть, что значение коэффициента усиления по току h31 составит 150. Нужно отметить, что усилители КВ на транзисторах выполняются по аналогичным схемам, только работают немного иначе.

При этом напряжение эмиттера равно 9 В и падение на участке цепи «Э-Б» 0,7 В (что характерно для транзисторов на кристаллах кремния). Если рассмотреть усилитель на германиевых транзисторах, то в этом случае падение напряжения на участке «Э-Б» будет равно 0,3 В. Ток в цепи коллектора будет равен тому, который протекает в эмиттере. Вычислить можно, разделив напряжение эмиттера на сопротивление R2 – 9В/1 кОм=9 мА. Для вычисления значения тока базы необходимо 9 мА разделить на коэффициент усиления h31 – 9мА/150=60 мкА. В конструкциях УНЧ обычно используются биполярные транзисторы. Принцип работы у него отличается от полевых.

На резисторе R1 теперь можно вычислить значение падения – это разница между напряжениями базы и питания. При этом напряжение базы можно узнать по формуле – сумма характеристик эмиттера и перехода «Э-Б». При питании от источника 20 Вольт: 20 – 9,7 = 10,3. Отсюда можно вычислить и значение сопротивления R1=10,3В/60 мкА=172 кОм. В схеме присутствует емкость С2, необходимая для реализации цепи, по которой сможет проходить переменная составляющая эмиттерного тока.

Если не устанавливать конденсатор С2, переменная составляющая будет очень сильно ограничиваться. Из-за этого такой усилитель звука на транзисторах будет обладать очень низким коэффициентом усиления по току h31. Нужно обратить внимание на то, что в вышеизложенных расчетах принимались равными токи базы и коллектора. Причем за ток базы брался тот, который втекает в цепь от эмиттера. Возникает он только при условии подачи на вывод базы транзистора напряжения смещения.

Но нужно учитывать, что по цепи базы абсолютно всегда, независимо от наличия смещения, обязательно протекает ток утечки коллектора. В схемах с общим эмиттером ток утечки усиливается не менее чем в 150 раз. Но обычно это значение учитывается только при расчете усилителей на германиевых транзисторах. В случае использования кремниевых, у которых ток цепи «К-Б» очень мал, этим значением просто пренебрегают.

Усилители на МДП-транзисторах

Усилитель на полевых транзисторах, представленный на схеме, имеет множество аналогов. В том числе и с использованием биполярных транзисторов. Поэтому можно рассмотреть в качестве аналогичного примера конструкцию усилителя звука, собранную по схеме с общим эмиттером. На фото представлена схема, выполненная по схеме с общим истоком. На входных и выходных цепях собраны R-C-связи, чтобы устройство работало в режиме усилителя класса «А».

Переменный ток от источника сигнала отделяется от постоянного напряжения питания конденсатором С1. Обязательно усилитель на полевых транзисторах должен обладать потенциалом затвора, который будет ниже аналогичной характеристики истока. На представленной схеме затвор соединен с общим проводом посредством резистора R1. Его сопротивление очень большое – обычно применяют в конструкциях резисторы 100-1000 кОм. Такое большое сопротивление выбирается для того, чтобы не шунтировался сигнал на входе.

Это сопротивление почти не пропускает электрический ток, вследствие чего у затвора потенциал (в случае отсутствия сигнала на входе) такой же, как у земли. На истоке же потенциал оказывается выше, чем у земли, только благодаря падению напряжения на сопротивлении R2. Отсюда ясно, что у затвора потенциал ниже, чем у истока. А именно это и требуется для нормального функционирования транзистора. Нужно обратить внимание на то, что С2 и R3 в этой схеме усилителя имеют такое же предназначение, как и в рассмотренной выше конструкции. А входной сигнал сдвинут относительно выходного на 180 градусов.

УНЧ с трансформатором на выходе

Можно изготовить такой усилитель своими руками для домашнего использования. Выполняется он по схеме, работающей в классе «А». Конструкция такая же, как и рассмотренные выше, – с общим эмиттером. Одна особенность – необходимо использовать трансформатор для согласования. Это является недостатком подобного усилителя звука на транзисторах.

Коллекторная цепь транзистора нагружается первичной обмоткой, которая развивает выходной сигнал, передаваемый через вторичную на динамики. На резисторах R1 и R3 собран делитель напряжения, который позволяет выбрать рабочую точку транзистора. С помощью этой цепочки обеспечивается подача напряжения смещения в базу. Все остальные компоненты имеют такое же назначение, как и у рассмотренных выше схем.

Двухтактный усилитель звука

Нельзя сказать, что это простой усилитель на транзисторах, так как его работа немного сложнее, чем у рассмотренных ранее. В двухтактных УНЧ входной сигнал расщепляется на две полуволны, различные по фазе. И каждая из этих полуволн усиливается своим каскадом, выполненном на транзисторе. После того, как произошло усиление каждой полуволны, оба сигнала соединяются и поступают на динамики. Такие сложные преобразования способны вызвать искажения сигнала, так как динамические и частотные свойства двух, даже одинаковых по типу, транзисторов будут отличны.

В результате на выходе усилителя существенно снижается качество звучания. При работе двухтактного усилителя в классе «А» не получается качественно воспроизвести сложный сигнал. Причина – повышенный ток протекает по плечам усилителя постоянно, полуволны несимметричные, возникают фазовые искажения. Звук становится менее разборчивым, а при нагреве искажения сигнала еще больше усиливаются, особенно на низких и сверхнизких частотах.

Бестрансформаторные УНЧ

Усилитель НЧ на транзисторе, выполненный с использованием трансформатора, невзирая на то, что конструкция может иметь малые габариты, все равно несовершенен. Трансформаторы все равно тяжелые и громоздкие, поэтому лучше от них избавиться. Намного эффективнее оказывается схема, выполненная на комплементарных полупроводниковых элементах с различными типами проводимости. Большая часть современных УНЧ выполняется именно по таким схемам и работают в классе «В».

Два мощных транзистора, используемых в конструкции, работают по схеме эмиттерного повторителя (общий коллектор). При этом напряжение входа передается на выход без потерь и усиления. Если на входе нет сигнала, то транзисторы на грани включения, но все равно еще отключены. При подаче гармонического сигнала на вход происходит открывание положительной полуволной первого транзистора, а второй в это время находится в режиме отсечки.

Следовательно, через нагрузку способны пройти только положительные полуволны. Но отрицательные открывают второй транзистор и полностью запирают первый. При этом в нагрузке оказываются только отрицательные полуволны. В результате усиленный по мощности сигнал оказывается на выходе устройства. Подобная схема усилителя на транзисторах достаточно эффективная и способна обеспечить стабильную работу, качественное воспроизведение звука.

Схема УНЧ на одном транзисторе

Изучив все вышеописанные особенности, можно собрать усилитель своими руками на простой элементной базе. Транзистор можно использовать отечественный КТ315 или любой его зарубежный аналог – например ВС107. В качестве нагрузки нужно использовать наушники, сопротивление которых 2000-3000 Ом. На базу транзистора необходимо подать напряжение смещения через резистор сопротивлением 1 Мом и конденсатор развязки 10 мкФ. Питание схемы можно осуществить от источника напряжением 4,5-9 Вольт, ток - 0,3-0,5 А.

Если сопротивление R1 не подключить, то в базе и коллекторе не будет тока. Но при подключении напряжение достигает уровня в 0,7 В и позволяет протекать току около 4 мкА. При этом по току коэффициент усиления окажется около 250. Отсюда можно сделать простой расчет усилителя на транзисторах и узнать ток коллектора – он оказывается равен 1 мА. Собрав эту схему усилителя на транзисторе, можно провести ее проверку. К выходу подключите нагрузку – наушники.

Коснитесь входа усилителя пальцем – должен появиться характерный шум. Если его нет, то, скорее всего, конструкция собрана неправильно. Перепроверьте все соединения и номиналы элементов. Чтобы нагляднее была демонстрация, подключите к входу УНЧ источник звука – выход от плеера или телефона. Прослушайте музыку и оцените качество звучания.

www.syl.ru

12.6. Схемотехника усилителей постоянного тока

Усилитель постоянного тока (УПТ) – это усилитель, обеспечивающий заданный коэффициент усиления в диапазоне частот от нуля до верхней граничной частоты (рис. 12.80).
	Рис. 12.80

Таким образом, УПТ усиливает как переменную, так и постоянную составляющие сигнала. Он предназначен для усиления медленно изменяющихся сигналов или сигналов, которые после некоторого изменения остаются постоянными сколь угодно долгое время.

По схеме и принципу действия различают два основных типа УПТ: УПТ без преобразования сигнала или УПТ прямого усиления и УПТ с преобразованием сигнала, т.е. с модулятором и демодулятором (МДМ).

Структурная схема УПТ прямого усиления не отличается от структурной схемы усилителя переменного тока (рис. 12.28). Но при усилении сигналов с частотами, близкими к нулю, ни емкостные, ни трансформаторные связи между каскадами усиления не состоянии обеспечить удовлетворительную передачу усиливаемого сигнала от одного каскада к другому. Более того, на нулевой частоте через межкаскадные конденсаторы и трансформаторы в принципе не может проходить усиливаемый сигнал. По этой причине в УПТ прямого усиления для соединения каскадов используется гальваническая межкаскадная связь.

Так как УПТ прямого усиления не содержат разделительных и блокировочных конденсаторов большой ёмкости, дросселей и трансформаторов, то их габаритные размеры могут быть сделаны очень малыми, и они оказываются очень удобными для микроминиатюризации. Именно поэтому интегральные схемы усилителей обычно выполняются как усилители постоянного тока.

Простейшим вариантом схемы гальванической межкаскадной связи является схема непосредственной связи, когда напряжение сигнала, усиленное предыдущим каскадом, непосредственно поступает в его выхода на вход следующего каскада или нагрузку. Однако практически осуществить такой способ связи далеко непросто, так как в этом случае на вход каскада с выхода предыдущего каскада поступает кроме сигнала также и напряжение питания выходной цепи, которое необходимо компенсировать. В схеме трехкаскадного УПТ с непосредственными связями, приведенной на рис. 12.81, для создания между базой и эмиттером второго транзистора напряжения смещения, требуемого для получения нужного тока коллектора, падение напряжения на резистореберут больше падения напряжениянана величину разности напряжений коллектор эмиттер первогои база-эмиттер второго транзисторов:.

Рис. 12.81

Аналогичные рассуждения можно провести и для следующей связи между вторым и третьим транзисторами. В результате получим ,. При уменьшениипадает коэффициент усиления каскада по напряжению. Резисторыосуществляют стабилизацию точек покоя транзисторов. Эти же резисторы создают в каждом каскаде местную отрицательную обратную связь по току. При увеличениивозрастает глубина отрицательной обратной связи, что также приводит к уменьшению коэффициента усиления. Таким образом, коэффициент усиления каждого последующего каскада уменьшается по сравнению с коэффициентом усиления предыдущего каскада. Поэтому проектирование усилителя такого типа с числом каскадов более трех оказывается нецелесообразным.

В отсутствие сигнала на входе УПТ на его выходе должна отсутствовать не только переменная, но и постоянная составляющая напряжения. В рассматриваемой схеме это достигается введением делителя , который компенсирует постоянную составляющую напряжения, поступающую на нагрузку усилителя с коллектора третьего транзистора. Делитель напряжениякомпенсирует падение напряжения, поступающее на источник сигнала с резистора, и сохраняет смещение на входе первого транзистора неизменным при включении и выключении источника сигнала.

Режим работы транзистора в каскаде такого усилителя выбирается, как в обычном резисторном каскаде. Коэффициент усиления, частотные характеристики в области верхних частот и переходную характеристику в области малых времен для каждого каскада рассчитывают с учетом обратной связи, вносимой резистором .

Недостатком такой схемы УПТ является отсутствие общего провода между входной и выходной цепями.

Свойство УПТ усиливать сигналы сколь угодно малой частоты приводит к возникновению явления, называемого дрейфом нуля. Абсолютный дрейф нуля - это максимальное отклонение выходного напряжения от своего первоначального значения за определенный промежуток времени при замкнутом входе.

Дрейф нуля обусловлен самопроизвольным изменением во времени напряжений источников питания и смещения, а также нестабильностью параметров усилительных элементов при изменении температуры окружающей среды. Указанные факторы вызывают изменение положения точки покоя усилительных элементов, а эти изменения вследствие использования в УПТ прямого усиления гальванической межкаскадной связи усиливаются последующими каскадами и поступают на выход.

В результате при отсутствии напряжения сигнала на входе УПТ на его выходе появляется напряжение Uвых др(рис. 12.82), имеющее как медленно изменяющуюся статическуюUвых др стсоставляющую, так и беспорядочные отклонения от нее – динамическую составляющую напряжения дрейфаUвых др дин.
	Рис. 12.82

Статическая составляющая в основном обусловлена нагревом усилительных элементов и деталей схемы после включения усилителя и их старением, а также медленным уходом напряжения питания от номинального значения.

Динамическая составляющая дрейфа в основном определяется колебаниями напряжения источников питания и собственными шумами усилительных элементов.

Для УПТ дрейф нуля представляет собой очень вредное явление, так как он не отличим от усиливаемых сигналов, искажает их и может недопустимо изменить режим работы усилительных элементов.

Абсолютный дрейф нуля, приведенный к входу , называется относительным дрейфом нуля. Величинаограничивает минимальный входной сигнал, посколькудолжно быть больше, и характеризует чувствительность УПТ.

Оценим влияние дрейфа отдельных каскадов на результирующую величину дрейфа многокаскадного УПТ. Пусть, например, на входе каждого каскада трехкаскадного УПТ действует источник дрейфа ,,. Тогда абсолютный дрейф УПТ, каждый каскад которого инвертирует фазу входного сигнала и имеет коэффициент усиления,соответственно, равен

.

Приведенный к входу дрейф УПТ

.

Из последнего выражения следует, что при проектировании многокаскадных УПТ для уменьшения дрейфа целесообразно использовать четное число каскадов, так как при этом происходит частичная компенсация составляющих дрейфа.

В качестве примера реализации УПТ в интегральном исполнении можно привести интегральную микросхему типа К237УС1, которая представляет собой четырехкаскадный УПТ с непосредственной связью, охваченный параллельной обратной связью по постоянному напряжению. Коэффициент усиления по напряжению в такой схеме составляет 8000 … 15000.

Из этого же выражения следует, что наибольшее влияние на величину дрейфа всего УПТ оказывает дрейф первого (входного) каскада, к которому в связи с этим предъявляются наиболее высокие требования по его стабильности.

При проектировании УПТ с малым уровнем дрейфа часто в качестве входного используют дифференциальный каскад.

Дифференциальным каскадом, структурная схема которого приведена на рис. 12.83, называется каскад, имеющий два входных вывода, симметричных относительно общего провода.
	Рис. 12.83

К входной цепи такого каскада можно подключить либо симметричный источник сигнала, либо один или два несимметричных источника сигнала. В последнем случае дифференциальный каскад будет усиливать разность напряжений подведенных к нему двух источников сигнала. По этой причине он и получил название дифференциального. Дифференциальные каскады (ДК) могут иметь как несимметричный, так и симметричный выходы.

Схема ДК (рис. 12.84) отличается от приведенной ранее схемы фазоинверсного каскада (рис. 12.73) лишь тем, что имеет два входа, симметричных относительно общего провода схемы. Простейший ДК состоит из двух типовых каскадов с общим эмиттером, эмиттеры которых объединены и имеют общий резистор .
	Рис. 12.84

Входные напряжения подаются на базы транзисторов, а выходное снимается с их коллекторов. При подаче на входы каскада напряжений ивыходное напряжение в общем случае определяется выражением

,

где - дифференциальная составляющая входного сигнала, а- синфазная составляющая входного сигнала;- коэффициент усиления дифференциального сигнала, определяемый при условии, для чего на входы каскада подаются одинаковые по величине, но разные по полярности напряжения;- коэффициент усиления синфазного сигнала, определяемый при условии, для чего на входы каскада подаются одинаковые по величине и полярности напряжения.

Синфазный сигнал представляет собой различные помехи и наводки, действующие одновременно на обоих входах каскада. Поэтому при построении каскада необходимо обеспечивать условие .

Если схема полностью симметрична, т.е. , а параметры транзисторов каскада полностью идентичны, то притранзисторы работают в одинаковом режиме. Их коллекторные токи и напряжения равны. Так как выходное напряжение определяется разностью коллекторных напряжений, то их равенство означает, что. Изменения питающего напряжения или температуры окружающей среды, вызывающие дрейф выходного напряжения в обычном каскаде УПТ, для ДК можно представить как ЭДС, действующие синфазно на каждом из входов двух каскадов с общим эмиттером. Действие синфазных ЭДС приводит к одинаковому изменению коллекторных токов и напряжений в одну и ту же сторону, т.е.. Отсюда следует, что в этом случае ДК можно рассматривать как параллельное соединение двух транзисторов, включенных по схеме с общим эмиттером с отрицательной обратной связью по току, создаваемой резистором. Тогда коэффициент передачи синфазного сигнала на один из выходов, характеризующий изменение коллекторного напряженияпри действии входного синфазного сигнала:. Полагая, что, будем иметь, откуда найдем изменение коллекторного напряжения каждого транзистора при действии входного синфазного сигнала

. (12.38)

В полностью симметричном ДК не влияет на дрейф выходного напряжения, так как.

В реальной схеме ДК невозможно обеспечить полную симметрию, поэтому приращения ине будут одинаковыми. В результате на входе схемы появится напряжение дрейфа, зависящее оти. Как следует из выражения (12.38), для получения малых приращений коллекторного напряжения необходимо увеличивать сопротивление резистора, что возможно только до некоторого предела, определяемого минимальным током транзисторов каскада. Поэтому в эмиттерную цепь ДК вместо резисторацелесообразно включить нелинейный элемент, обладающий большим сопротивлением по переменному току (для создания глубокой отрицательной обратной связи) и малым сопротивлением по постоянному току (для обеспечения номинального режима работы транзисторов), называемый генератором или источником стабильного () тока. Наилучшим стабилизатором тока является транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером (рис. 12.85).

Рис. 12.85

Для увеличения выходного сопротивления транзистора VT3, используемого в качестве стабилизатора тока, в цепь его эмиттера вводят резисторс небольшим сопротивлением (сотни или тысячи ом), повышающий вследствие вносимой им отрицательной обратной связи по току выходное сопротивление стабилизирующего транзистора до нескольких сотен кОм, а в цепь базы вводят диодVD, осуществляющий температурную компенсацию.

ДК в зависимости от способа подачи сигнала на его вход и способа снятия усиленного сигнала с выхода может быть использован различно. Так, сигнал на вход ДК можно подавать следующими тремя способами (рис. 12.85):

1-1) между точками 1и2– симметричный входной сигнал;

1-2) между точками 1и0– несимметричный входной сигнал;

1-3) между точками 0и2– несимметричный входной сигнал.

Сигнал с выхода каскада также можно снимать тремя способами:

2-1) между точками 3и4– симметричный выходной сигнал;

2-2) между точками 3и0– несимметричный выходной сигнал;

2-3) между точками 0и4– несимметричный выходной сигнал.

Свойства ДК сильно зависят от способов подачи и снятия сигнала.

Наилучшие свойства каскад имеет в случае подачи симметричного входного сигнала (способ 1-1). У идеально симметричного каскада в этом случае полностью отсутствует дрейф нуля, и он полностью подавляет синфазные сигналы. Однако в действительности вследствие неодинаковости компонентов в плечах каскада, нарушающей симметрию плеч схемы, подавление дрейфа оказывается неполным. При интегральном выполнении каскада на одной полупроводниковой пластине можно добиться уменьшения дрейфа по сравнению с обычным резисторным каскадом в несколько сотен раз и получить коэффициент ослабления синфазного сигнала (КОСС) свыше 1000 (более 60 дБ). Коэффициентом ослабления синфазного сигнала называется отношение коэффициента усиления дифференциального сигнала к коэффициенту усиления синфазного сигнала: . Коэффициент усиления ДК в этом случае равен коэффициенту усиления обычного резисторного каскада и определяется по тем же самым формулам. Постоянная составляющая между входами1и2, так же как и между выходами3и4, отсутствует. Частотные и переходная характеристики его на высоких частотах и в области малых времен такие же, как у обычного резисторного каскада.

Однако как источник сигнала, так и нагрузка далеко не всегда симметричны. На практике часто приходится подавать на вход ДК несимметричный сигнал по способу 1-2 или 1-3, а также снимать усиленный сигнал несимметрично по способу 2-2 или 2-3. В этих случаях свойства ДК ухудшаются. При подаче входного сигнала по способам 1-2 или 1-3 между входными зажимами имеется большая постоянная составляющая напряжения, которую необходимо компенсировать. Для компенсации этой постоянной составляющей питание ДК осуществляют от источника питания со средней точкой, соединяемой с точкой 0. При работе ДК на следующий обычный каскад с несимметричным входом усиленный сигнал с выхода ДК снимают по способу 2-2 или 2-3. В этом случае между выходными зажимами ДК присутствует большая постоянная составляющая, коэффициент усиления каскада оказывается вдвое меньше, а компенсация дрейфа и подавление синфазных сигналов ослабляются.

При работе ДК от источника сигнала с большим внутренним сопротивлением возникает проблема повышения входного сопротивления ДК. Для повышения входного сопротивления ДК в эмиттерные цепи транзисторов включают резисторы (на рис. 12.85 они показаны пунктиром), позволяющие искусственно увеличить сопротивление. Кроме того, с их помощью можно несколько улучшить симметрию каскада.

Повысить входное сопротивление ДК можно путем использования в плечах каскада составных транзисторов. Однако в ДК с составными транзисторами увеличивается асимметрия схемы, так как сказывается разброс параметров уже не двух, а четырех транзисторов и, как следствие, возрастает дрейф в ДК с симметричным выходом.

В схемах ДК могут быть использованы полевые транзисторы. Такие схемы строятся аналогично схемам на биполярных транзисторах. Основным достоинством ДК на полевых транзисторах является высокое входное сопротивление (сотни кОм). Однако схемы на полевых транзисторах имеют меньшие значения коэффициента усиления и коэффициента подавления синфазного сигналапо сравнению с ДК на биполярных транзисторах.

Из сказанного выше видно, что характерной особенностью и недостатком УПТ прямого усиления является неустойчивость выходного напряжения (тока), называемая дрейфом нуля. Вследствие значительной величины дрейфа УПТ прямого усиления с высокой чувствительностью в ряде случаев трудно выполнимы и неудобны в эксплуатационном отношении, так как они способны удовлетворительно работать лишь в течение небольшого промежутка времени. Кроме того, УПТ прямого усиления предъявляют жесткие требования к стабильности питающих напряжений и температуры окружающей среды. Применение компенсационных и балансных схем и стабилизации источников питания позволяют снизить приведенный к входу дрейф УПТ прямого усиления до сотен, в лучшем случае до десятков микровольт в час. Поэтому для усиления сигналов с напряжением ниже сотен микровольт УПТ прямого усиления непригодны. Для усиления таких сигналов применяют УПТ с преобразованием частоты.

В таких усилителях входной сигнал низкой частоты преобразуется в пропорциональный ему сигнал высокой частоты, усиливается с помощью усилителя переменного тока, а затем снова преобразуется в сигнал низкой частоты. При этом дрейф будет меньше, чем в УПТ прямого усиления с непосредственными связями, так как в данном случае дрейф не передается от каскада к каскаду. Структурная схема УПТ с преобразованием и временная диаграмма, поясняющая принцип его работы, приведены на рис. 12.86.

Рис. 12.86

В этой схеме входной сигнал поступает на один вход амплитудного модулятораМ, на второй вход которого подается напряжение несущей с генератора несущейГН. Следует отметить, что для неискаженного усиления сигналов с помощью такого метода частота несущей должна быть в 5-10 раз больше верхней частоты спектра усиливаемого сигнала. Модулированное по амплитуде напряжение с выхода модулятора поступает на вход усилителя переменного токаУС. Усиленное напряжение подается на один вход демодулятораДМ, на второй вход которого поступает напряжение несущей с выхода генератора несущейГН. С выхода демодулятора ДМ снимается выходное напряжение низкой частоты.

Источником дрейфа в УПТ с преобразованием в основном является модулятор. Простейший модулятор представляет собой трансформатор, концы входной обмотки которого попеременно подключаются к источнику входного сигнала с помощью ключевых элементов. Ключевые элементы управляются сигналом с выхода генератора несущейГН и могут быть механическими, диодными и транзисторными. Схема простейшего трансформаторного модулятора с транзисторными ключами изображена на рис. 12.87.

	В этой схеме сигнал несущей создает в базах транзисторов противофазные напряжения, обеспечивающие противоположные состояния транзисторов (открыт - закрыт) в каждом полупериоде.
Рис. 12.87

Источниками дрейфа уровней переменного сигнала в рассматриваемой схеме являются обратный ток закрытого транзистора и остаточное напряжение открытого транзистора.

В качестве усилителя переменного тока, являющегося нагрузкой модулятора, обычно используется операционный усилитель в интегральном исполнении, на входе и выходе которого включаются разделительные конденсаторы большой емкости, обеспечивающие отсутствие постоянной составляющей и дрейфа на выходе усилителя. Усилитель переменного тока не пропускает также низкочастотных шумов, которые в некоторых случаях оказывают более сильное влияние на полезный сигнал, чем температурный дрейф.

Простейший демодулятор представляет собой транзисторный ключ (прерыватель тока), подключаемый к выходу усилителя переменного тока. Отпирание и запирание ключа определяется сигналом с выхода генератора несущейГН. После ключа обычно ставится сглаживающий фильтр.

В настоящее время получили распространение интегральные УПТ с преобразованием (МДМ - усилители), выполненные на одном кристалле. Примером такого МДМ – усилителя является микросхема типа К140УД13 на МДП-транзисторах с индуцированным p-каналом. Микросхема включает в себя бестрансформаторный модулятор, усилитель переменного тока, демодулятор и внутренний генератор прямоугольных импульсов. Разделительный конденсатор на выходе усилителя переменного тока и элементы сглаживающего фильтра являются навесными компонентами, подключаемыми к соответствующим выводам микросхемы.

studfiles.net

УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

УПТ С НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ СВЯЗЬЮ

Высокое входное сопротивление, малый температурный дрейф (в термостабильной точке), низкий уровень шумов позволяют использовать ПТ в схемах усилителей постоянного тока. Наличие термостабильной точки у полевых транзисторов выгодно отличает их от электронных ламп и биполярных транзисторов, используемых в УПТ.

Рис. 1. Простейшие схемы УПТ. а - истоковый повторитель; б - истоковый повторитель с компенсацией дрейфа тока затвора.

В этом параграфе будут рассмотрены простейшие схемы УПТ, а также более сложные балансные каскады на полевых транзисторах.

Полевой транзистор при токе стока, соответствующем точке «нулевого» дрейфа, в схеме простейшего УПТ (рис. 1, а) может иметь очень малый дрейф. Так, при изменении температуры окружающей среды от +10 до +100°C приведенный ко входу дрейф может быть менее 100 мкВ, что соответствует среднему дрейфу 1 мкВ/°С во всем диапазоне температур [2]. Таких результатов можно достигнуть, конечно, при очень тщательной установке, термостабильной точки.

При смене транзисторов без дополнительной подстройки появится дрейф, если новый транзистор не будет иметь точно такое же Uотс, что и прежний.

Достоинство выбора рабочей точки ПТ с нулевым дрейфом по сравнению с другими методами компенсации состоит в том, что используется компенсация встречно направленных явлений внутри одного транзистора.

При большом сопротивлении резистора в цепи затвора R3 появляется дополнительный дрейф, обусловленный током затвора. Этот дрейф можно скомпенсировать с помощью диода и резистивного делителя в схеме, изображенной на рис. 1, б. Здесь обратный ток диода Д1, протекая через резистор R2, создаёт на нём падение напряжения, равное и противоположное напряжению, создаваемому обратным током затвора на резисторе R3. В результате компенсации дрейф может быть снижен до 2 мВ и менее в диапазоне температур от -25 до +100°С.

Рис. 2. Принципиальные схемы балансных усилителей. а - дифференциальный усилитель; б - разностный каскад с генератором тока в нагрузке; в - последовательный балансный каскад.

Для больших значений тока стока Ic, когда режим ПТ далёк от оптимального с точки зрения температурной стабильности, можно получить коэффициент усиления порядка 15-30 при Rвых≈Rc = 10...20 кОм. Коэффициент усиления такого же порядка можно получить и от ПТ с малым напряжением отсечки (т. е. при малых токах стока) в термостабильной точке, однако Rc в этом случае оказывается равным 100-200 кОм, a Rвых=Ri||Rc>50...100 кОм. Столь большие значения Rвых приводят к сужению полосы пропускания усилителя до 10-20 кГц [3].

Для расчета температурного дрейфа усилителей на полевых транзисторах с управляющим p-n переходом можно воспользоваться формулами, приведенными в [5].

Наилучшим способом компенсации дрейфа УПТ с непосредственной связью является использование согласованных пар полевых транзисторов, включенных по схеме дифференциального усилителя (рис. 2, а).

Особенностью балансных усилителей постоянного тока на ПТ является то, что для получения минимального дрейфа приходится использовать режим микротоков. Это в свою очередь обусловливает трудность получения высокого коэффициента усиления и широкой полосы пропускания балансных каскадов.

В [3] показано, что дрейф балансных каскадов можно определить по выражению

(1)

где ρ - удельное электрическое сопротивление кремния; Т - абсолютная температура;

Из соотношения (1) видно, что дрейф балансных каскадов зависит от величины Iс и разброса параметра, определяемого выражением

(2)

Таким образом, получение приемлемого значения приведённого дрейфа сопряжено со значительными трудностями: необходимостью использования транзисторов в режиме очень малых токов стока Iс и отбором в пары по параметру ξ, не поддающемуся прямому измерению.

Использование ПТ в режиме микротоков приводит к проблеме получения коэффициента усиления больше нескольких единиц при ограниченных номиналах источников питания. Один из возможных путей решения этой проблемы-использование схем по типу рис. 33, б, где биполярный транзистор в режиме генератора тока создает эквивалентное сопротивление в несколько мегаом в цепи стока Т2. По данным [3] такой каскад для полевых транзисторов с Uотс≤2 В и Ic0≤0,5 мА обеспечивает усиление около 30 при Ic≈30 мкА. Среднее значение приведенного ко входу дрейфа составляет 100-200 мкВ/°С.

Разбаланс по сопротивлениям R1 и R2 (рис. 33, б) не играет в этой схеме существенной роли благодаря автоматической установке режима биполярного транзистора Т3.

Коэффициент усиления разностного каскада, изображённого на рис. 33, б, можно определить, используя μ=RiSмакс как основной параметр усиления, потому что полевые транзисторы сохраняют значение μ приблизительно постоянным в широком диапазоне изменения Iс. Тогда усиление разностного каскада можно определить по приближенной формуле [4]

(3)

где rк - выходное сопротивление каскада на транзисторе Т3 по схеме с общей базой.

В том случае, когда необходим усилитель постоянного тока с несимметричными входом и выходом, можно использовать последовательно-балансный каскад, принципиальная схема которого изображена на рис. 33, е. Схема отличается простотой и невысокой критичностью к подбору транзисторов в пары. Ток в рабочей точке целесообразно выбирать в пределах 0,1-0,2 мА. Усиление в области низких частот на холостом ходу

Ки ≈ μ/2      (4)

При R1=R2=30 кОм (рис. 2, б), Eпит=24 В и использовании полевых транзисторов типа КП103Ж получен коэффициент усиления Ки = 15 при приведённом ко входу дрейфе меньше 150 мкВ/°С.

Рис. 3. Схемы комбинированных балансных усилителей.а - параллельно-балансного; б - последовательно-балансного.

Приведенные на рис. 2 схемы имеют высокое выходное сопротивление (200-500 кОм) и узкую полосу пропускания (10-20 кГц).

Повышение усиления и расширение полосы пропускания может быть достигнуто путем использования комбинации полевых и биполярных транзисторов. У таких комбинированных каскадов (рис. 3) можно получить коэффициент усиления примерно 200 при дрейфе, приведенном ко входу, 50-100 мкВ/°С [4].

Для расширения полосы пропускания и для получения нулевого уровня на выходе усилителя прибегают к усложнению принципиальной схемы УПТ [7].

Отметим, что отбор пар полевых транзисторов облегчается тем, что между Sm, Uотс и Ic0 существует достаточно однозначное соответствие, позволяющее вести отбор по одному, максимум по двум параметрам.

Подробные сведения о подборе одиночных полевых транзисторов в пары для дифференциальных усилителей можно найти в [6], где автор анализирует взаимосвязь параметров отдельных транзисторов, входящих в пару, с температурным дрейфом и смешением нуля пары, предлагает способ подбора, качественно связывающий критерий подбора и заданные величины температурного дрейфа и смещения нуля.

ОСОБЕННОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ В УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

При необходимости измерения очень слабых сигналов постоянного тока (единиц микровольт) применение усилителей с непосредственной связью невозможно из-за их высокого дрейфа. В этом случае используются усилители с модуляцией и демодуляцией (М-ДМ), которые мало чувствительны к изменениям питающих напряжений и температуры окружающей среды и значительно стабильнее во времени, чем усилители с непосредственными связями. В усилителях М-ДМ сигнал постоянного тока преобразуется с помощью специального устройства (модулятора М) в переменный, затем полученный сигнал усиливается усилителем переменного тока (У), после чего детектируется демодулятором ДМ. После демодулятора обычно включается фильтр нижних частот ФНЧ, на выходе которого выделяется усиленный сигнал постоянного тока, пропорциональный входному (рис. 4).

Рис. 4. Структурная схема усилителя М-ДМ.

Так как усиление на постоянном токе заменяется усилением на переменном токе, то дрейф всего усилителя определяется только изменением нулевого уровня выходного напряжения модулятора.

Следующие свойства полевых транзисторов делают их во многих случаях незаменимыми в модуляторах УПТ с преобразованием:

практическое отсутствие статического напряжения смещения нуля;

малый обратный ток затвора закрытого транзистора, обеспечивающий малый дрейф по току и напряжению; малая мощность управления затвором; большой срок службы.

Рассмотрим причины, ухудшающие качественные показатели усилителей М-ДМ с модуляторами на полевых транзисторах: дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи, используя при этом те же эквивалентные схемы и ключевые параметры ПТ, которые были приведены ранее.

Дрейф нулевого уровня модулятора с ПТ обусловлен изменением обратного тока затвора Iз, который зависит от величины управляющего напряжения на затворе и сопротивление затвор - канал. При малом значении тока Iз и высокой частоте преобразования дрейф нулевого уровня зависит также от изменения тока помехи. Остаточный ток ПТ с p-n переходом зависит от температуры, как уже говорилось выше, по экспоненциальному закону. Практически можно с достаточной степенью точности считать, что ток затвора для кремниевых приборов удваивается на каждые 10-12° С.

Рис. 5. Принципиальные и эквивалентные схемы модуляторов на ПТ.а - параллельного модулятора; б - последовательного модулятора; в - параллельно-последовательного модулятора.

Вследствие наличия сопротивления источника сигнала и сопротивления замкнутого ключа изменение остаточного тока вызывает дрейф нулевого уровня по напряжению. При отсутствии входного сигнала напряжение дрейфа, приведенное ко входу, можно определить по схеме рис. 5, а, из условия, что напряжение на входе преобразователя одинаково при замкнутом и разомкнутом ключе [1]:

откуда

Поскольку для полевых транзисторов выполняется условие

rз>>rк, то

Uдр ≈ ΔIз(Ri+rк)      (5)

где ΔIз - изменение остаточного тока, вызванное нестабильностью управляющего напряжения, изменением емкости затвор - канал и другими причинами.

Таким образом, при использовании ПТ в модуляторах высокочувствительных УПТ необходима компенсация остаточных токов и напряжений. При использовании МОП-транзисторов, у которых значение тока затвора на 2-4 порядка меньше, чем у ПТ с p-n переходом, компенсация остаточного тока обычно не требуется.

Другой причиной, вызывающей дрейф и снижающей чувствительность УПТ, является коммутационная помеха. Помеха возникает на выходе модулятора за счет прохождения управляющего напряжения через ёмкости Сз.с и Сз.и. Эта помеха ограничивает частоту коммутации порядка 500-2000 Гц для ПТ с управляющим p-n переходом (в некомпенсированных модуляторах). Величина помехи зависит от сопротивлений канала открытого и закрытого транзистора, от значения и формы управляющего напряжения и, как уже говорилось выше, от ёмкости затвора.

Заметим, что на дрейф нулевого уровня оказывают влияние также паразитные термо-э.д.с, возникающие в местах соединений разнородных металлов. Для их уменьшения следует внимательно относиться к выбору металлов соединительных проводников, обеспечивающих минимальную термо-э.д.с, тщательно термоизолировать входные цепи, выравнивать температуры в местах соединений, использовать при пайке специальные припои и т. д. Проведение указанных мероприятий позволяет снизить термо-э.д.с. приблизительно до 1 мкВ/°С [8].

В модуляторах, выполненных на полевых транзисторах, используются управляющие напряжения различной формы: синусоидальные, трапециевидные и прямоугольные. Напряжение прямоугольной формы предпочтительно, так как оно может быть меньше, чем напряжение других форм. При использовании полевых транзисторов с управляющим p-n переходом прямоугольные импульсы управляющего напряжения должны быть однополярными.

СХЕМЫ МОДУЛЯТОРОВ

В зависимости от схемы включения транзисторных ключей модуляторы делятся на параллельные, последовательные и последовательно-параллельные; по цикличности работы - однотактные и двухтактные; в зависимости от типа нагрузки - резистивные, индуктивные и трансформаторные.

Параллельный модулятор предназначен для работы с высокоомным источником напряжения. Его принципиальная и эквивалентная схемы приведены на рис. 36, а.

Чувствительность преобразователя к входному сигналу Sc определяется как отношение эффективного значения первой гармоники выходного напряжения к постоянному напряжению на входе [8]. Для сравнительно низких частот преобразования f<1/2πCзс(Ri+rк) и Ri>>rк можно считать

Sc макс ≈ 1,41/π = 0,45     (6)

Для низких частот управляющего напряжения Uупр амплитуда помехи на выходе модулятора вычисляется по формуле

    (7)

где U1 - напряжение на емкости Сз.с в момент запирания транзистора.

Максимальная рабочая частота управляющего напряжения выбирается по условию [8]

fмакс < Uc/(UотсπCз.сRi),      (8)

где Uc - напряжение входного сигнала.

Из условия (8) видно, что для повышения максимальной частоты управляющего напряжения необходимо выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и малой проходной емкостью.

Принципиальная и эквивалентная схемы последовательного модулятора приведены на рис. 36, б. При постоянной времени цепи нагрузки τн=Rн(Cн+Сз.с) и сравнительно низкой частоте преобразования f<1/(2πτн) максимальная чувствительность последовательного модулятора к полезному сигналу, как и в случае параллельного модулятора,

Sс макс ≈ 0,45.

Для повышения чувствительности целесообразно увеличивать входное сопротивление усилителя переменного тока, а для снижения помехи на выходе модулятора следует выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и по возможности минимальное значение управляющего напряжения.

Наиболее широкое распространение получил последовательно-параллельный модулятор, обладающий лучшими характеристиками по сравнению с параллельным и последовательным преобразователями. В таком модуляторе изменение внутреннего сопротивления источника сигнала относительно слабо влияет на основные характеристики модулятора, а благодаря разнополярному управлению ключами происходит частичная компенсация помехи в нагрузке.

Принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора приведена на рис. 36, в.

Чувствительность последовательно-параллельного модулятора к полезному сигналу

    (9)

Амплитуда напряжения помехи на выходе модулятора

     (10)

где индексы «1» и «2» означают, что соответствующие обозначения относятся к транзисторам Т1 или Т2.

Преобразователи малых напряжений постоянного тока с ПТ могут выполняться по трансформаторной схеме. Такие схемы обеспечивают наиболее высокую чувствительность и хорошее согласование с источником сигнала при условии выполнения трансформатора с требуемой степенью симметрии. На рис. 37, а представлена одноактная последовательная схема преобразователя с входным трансформатором. Выходной сигнал появляется при замкнутом ключе [1].

Рис. 6. Трансформаторные модуляторы на ПТ.а - однотактный последовательный модулятор; б - двухтактный балансный модулятор.

Двухтактная балансная схема с входным трансформатором (рис. 6, б) состоит из двух однотактных, управляемых противофазными сигналами. При точной балансировке с помощью подстроенных конденсаторов С1 и С2 двухтактная схема позволяет существенно снизить остаточную помеху. Однотактная балансная схема используется для измерения напряжения до 0,2 мкВ при сопротивлении источника сигнала менее 40 кОм. Дрейф нулевого уровня схемы (в течение нескольких дней) не превышает 0,3 мкВ при частоте преобразования 250 Гц. Двухтактная схема с входным трансформатором, работающая на частоте 250 Гц, позволяет получить полную нестабильность нулевого уровня (в течение трех недель) менее 0,05 мкВ [42].

МЕТОДЫ КОМПЕНСАЦИИ ОСТАТОЧНЫХ ПАРАМЕТРОВ

Существует достаточно много методов и схемных решений, позволяющих уменьшить дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи. В этом параграфе рассмотрены лишь некоторые методы устранения остаточных параметров

Компенсацию остаточного тока можно произвести включением плоскостного диода с характеристикой обратного тока, близкой к характеристике остаточного тока ПТ по схеме рис. 38, а. Поскольку остаточный ток ПТ зависит от управляющего напряжения, то компенсирующий диод также подключается к этому источнику. Полную компенсацию в такой схеме осуществить невозможно, поскольку необходимо осуществлять подбор компенсирующего диода и точную установку напряжения на нем. Практически такая схема обеспечивает снижение дрейфа нулевого уровня по току до 5*10-10 А и по напряжению до 0,5 мкВ в диапазоне температур 20-70° С [6].

Требуемое значение компенсирующего тока без подбора диода Дк может быть получено при помощи делителя R1 и R2 (рис. 7, б). В этой схеме обратный ток диода должен превышать ток утечки затвора ПТ. Недостатком является шунтирование делителя канала полевого транзистора. При подключении компенсирующего диода к источнику постоянного напряжения дрейф нулевого уровня составляет 5-15 мкВ в диапазоне температур 20-60° С. Необходимого значения компенсирующего тока диода можно достигнуть, используя дополнительные приемы: подбор диода, изменение амплитуды напряжения, подаваемого на диод, включение делителя тока, как показано на рис. 7, б [10].

Рис. 7. Схемы компенсационных модуляторов.а, б, в - модуляторы с компенсацией остаточного тока; г, д -модуляторы с компенсацией коммутационной помехи.

Существенное влияние на работу модулятора оказывает помеха, проходящая в цепи управления через емкость затвор - канал. Эквивалентное напряжение помехи, обусловленное указанной емкостью, пропорционально напряжению управления, сопротивлению источника сигнала, частоте преобразования и значению емкости. Компенсацию тока помехи Iп можно осуществить включением дополнительного конденсатора Ск в схеме на рис. 7, г. Здесь удается скомпенсировать только помеху основной частоты, однако существенное влияние на работу модулятора оказывают также помехи высших гармоник.

Практически такая схема компенсации снижает напряжение помехи до 1-2 мВ [1].

Если модулятор управляется напряжением прямоугольной формы, то сигнал помехи имеет вид коротких, но больших по амплитуде (до 150-200 мВ) импульсов, которые могут вызвать насыщение усилителя, включённого на выходе модулятора, и смещение нулевого уровня.

На рис. 7, д представлена однотактная параллельная схема, в которой выход модулятора подключается к дифференциальному входу операционного усилителя. В этой схеме исток ПТ подключается к общей точке через балансирующее сопротивление R2. Для окончательной регулировки вводится подстроечный конденсатор Сп. Введение внешнего подстроечного конденсатора не ухудшает температурной стабильности схемы, так как ёмкости

ПТ имеют низкий температурный коэффициент (0,02%/°С) [1]. В сбалансированной схеме, т. е. при R1=R2 и Cз.и=Сз.с, остаточное напряжение помехи практически отсутствует.

Некоторое снижение помех достигается применением модулятора с последовательно-параллельным включением ПТ (рис. 5, в). Основные характеристики этой схемы были приведены ранее. Использование в последовательно-параллельном модуляторе управляющих напряжений противоположной полярности приводит к некоторой компенсации остаточного напряжения помехи. Полной компенсации получить нельзя из-за неидентичности ПТ, работающих в паре, и зависимости ёмкостей затвор - канал от величины управляющего напряжения.

На рис. 8 изображена принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора [11] с компенсацией импульсной помехи, для чего между коммутирующей цепью и сигнальной включена цепь компенсации, состоящая из резисторов R1-R4 конденсатора С2 и диода Д1 Модулятор коммутируется напряжением прямоугольной формы с частотой 1 кГц. По данным [1] модулятор обладает следующими параметрами: порог чувствительности около 5 мкВ, температурный дрейф в диапазоне температур -5..60°С не более 0,1 мкВ/°С, временной дрейф ±2 мкВ за 8 ч непрерывной работы.

Рис. 8. Практическая схема модулятора на полевых транзисторах с компенсацией импульсной помехи.

УСИЛИТЕЛЬ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА КАНАЛА М-ДМ

Усилитель переменного тока канала М-ДМ должен иметь:

необходимый коэффициент усиления с требуемой стабильностью;полосу пропускания, верхняя и нижняя границы которой отличаются от несущей частоты не менее чем в 5 раз;большое входное сопротивление; малый уровень низкочастотных шумов; быстрое затухание переходного процесса после перегрузок.

Рис. 9. Схема усилителя несущей с разделенной нагрузкой.

Перечисленные требования сравнительно легко выполнить. Так как частота коммутации (модуляции) редко превышает 10-20 кГц, то в качестве усилителей переменного тока канала М-ДМ могут быть использованы почти все схемы УНЧ.

Применение полевые транзисторов во входных каскадах усилителей переменного тока позволяет получать входные сопротивления до десятков мегаом (в зависимости от частоты модуляции), что обеспечивает коэффициент преобразования М-ДМ систем, близкий к коэффициенту преобразования собственно модуляторов. Использование микросхем типа К2УС261-К2УС264 в качестве усилителей переменного тока позволяет сократить габариты и повысить надежность УПТ М-ДМ в целом.

В случае использования двухтактных модулятора и демодулятора целесообразно во входном каскаде усилителя несущей применять дифференциальную схему, а на выходе - каскад с разделенной нагрузкой. Принципиальная схема такого усилителя переменного тока изображена на рис. 9 [13]. Связь между каскадами непосредственная.

Термостабилизация достигается введением местных обратных связей и использованием дифференциальных усилителей. Для получения одинаковых выходных сопротивлений усилителя последовательно с выходом 1 установлен резистор R17.

ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

На рис. 10 приведена схема УПТ М-ДМ с использованием микросхем [12]. Особенность схемного решения этого усилителя состоит в том, что компенсация переходных процессов от перезаряда входных емкостей усилителя осуществляется не в модуляторе, а в первом каскаде усилителя несущей частоты. Компенсация достигается за счет того, что часть входного сигнала подается через переменный резистор R3 и конденсатор С1, минуя модулятор, на второй вход дифференциального усилителя К1УТ221А. При равенстве огибающей переходного процесса на одном входе дифференциального усилителя экспоненциальному напряжению на другом его входе в выходном напряжении будут полностью скомпенсированы переходные процессы. Равенство указанных напряжений достигается регулировкой R3. Переходные процессы будут скомпенсированы при выполнении двух условий: равенстве постоянных напряжений на конденсаторах С1 и С2 в начальный момент времени при любых изменениях Uвх и равенстве постоянных времени входных цепей дифференциального усилителя.

Рис. 10. Схема УПТ с преобразованием на ПТ и микросхемах.

Модулятор усилителя собран по последовательно-параллельной схеме на полевых транзисторах типа КП103. Делитель, изменяющий масштаб входного напряжения Uвх, состоит из потенциометра R3 и составного эмиттерного повторителя, служащего для развязки низкоомного потенциометра от источника входного сигнала. Трёхкаскадный усилитель несущей частоты (40 кГц) собран на трёх микросхемах типа К1УТ221А, коэффициент усиления каждого каскада регулируется резисторами обратной связи, помеченными на принципиальной схеме звездочками (R4, R6, R8, R10, R12, R14).

Упрощенная схема УПТ М-ДМ с модулятором и демодулятором на полевых транзисторах приведена на рис. 11 [14].

Рис. 11. Упрощенная схема УПТ М-ДМ.

Последовательно-параллельный модулятор на транзисторах Т1 и Т2 позволяет несколько понизить напряжение помех, возникающих при переключении ПТ. В качестве усилителя несущей частоты используется микросхема К2УС261, входной каскад которой выполнен на полевом транзисторе; это обеспечивает хорошее согласование между модулятором и усилителем несущей. Демодулятор УПТ выполнен также на полевых транзисторах, что позволило обойтись без фазирующего трансформатора в цепи управления.

Вместо обычного RC-фильтра нижних частот в УПТ используется активный фильтр-интегратор. В этом случае коэффициент усиления несущей частоты может быть снижен в Ки раз (Ки - коэффициент передачи активного фильтра-интегратора) и соответственно увеличена устойчивость всего УПТ [14].

Усилитель охвачен отрицательной обратной связью, которая с выхода активного фильтра вводится в цепь истока полевого транзистора Т2, причём коэффициент усиления УПТ определяется глубиной ООС и может регулироваться с помощью потенциометра R10.

Баланс нуля УПТ и регулирование уровня выходного сигнала осуществляется потенциометром R5 на входе активного фильтра-интегратора.

По данным [14] УПТ имеет следующие параметры: коэффициент усиления с разомкнутой обратной связью около 106; дрейф нуля, приведенный ко входу за 7 ч. 2,0 мкВ, порог чувствительности 0,2 мкВ; температурный дрейф (в диапазоне температур +20...60°С) 0,2мкВ/°С.

В заключение отметим, что использование полевых транзисторов в схемах УПТ с М-ДМ позволяет улучшить метрологические характеристики, уменьшить габариты и массу, повысить надежность, а применение комплементарных схем с ПТ позволит в дальнейшем создавать схемы УПТ с преобразованием полностью в интегральном исполнении.

А.Г. Милехин

Литература:

1. Александров В. С, Прянишников В. А. Приборы для измерения малых напряжений и токов. М., «Энергия», 1971.
2. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
3. Гальперин М. В., Злобин Ю. П., Павленко В. А. Транзисторные усилители постоянного тока. М., «Энергия», 1972.
4. Гальперин М. В., Злобин Ю, П., Мелехова Г. Н. Полевые транзисторы КП102 в схемах усиления постоянного тока. - В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1970.
5. Немчинов В. M., Сиколенко С. Ф. Температурный дрейф усилителя на полевом транзисторе с р-п-переходом. - «Полупроводниковые приборы в технике электросвязи», вып. 4, М., «Связь», 1969.
6. Голованов В. М. Подбор ПТ в пары для дифференциальных усилителей. - «Интегральные схемы», вып. 5. Новосибирск, «Наука», 1973.
7. Немчинов В. М. Параллельный балансный каскад на ПТ.- «Микроэлектроника», вып. 6. М., «Советское радио», 1973.
8. Назарян К. X., Прянишников В. А. Преобразователи напряжения и тока на полевых транзисторах. ЛДНТП, 1973.
9. Hitt J. J., Mosley G. FET chopper circuits for low lewel signals. - "IЕЕЕ Internat. Conf. Record", 1967, pt. 8.
10. Беленький Б. И., Минц М. Б. Высокочувствительные усилители постоянного тока с преобразователями. Л., «Энергия», 1970.
11. Калинчук Б. А., Пичугин О. Р. Модуляторы малых сигналов. М., «Энергия», 1972.
12. Ворожейкин А. И., Добровинский И. Р., Ломтев Б. А. Измерительный усилитель с модуляцией входного сигнала. - «Приборы и техника эксперимента», 1972, № 6.
13. Полонников Д. Е. Решающие усилители. М, «Энергия», 1973.
14. Хононзон Г. А, Гаркуша О. И., Лебакин Н. А. Высокостаьильный усилитель постоянного тока. - "Приборы и системы управления", 1974, №1

BACK MAIN PAGE

zpostbox.ru

Усилитель постоянного тока на кт315.

 На рисунке 1 представлена схема инвертирующего усилителя постоянного тока, транзистор включен по схеме с общим эмиттером:

Рисунок 1 - Схема усилителя постоянного тока на КТ315Б.

Рассмотрим расчёт элементов схемы. Допустим схема питается от источника с напряжением 5В (это может быть например сетевой адаптер), выберем ток коллектора Iк транзистора VT1 таким чтобы он не превышал предельно допустимого тока для выбранного транзистора (для КТ315Б максимальный ток коллектора Ikmax=100мА). Выберем Iк=5мА. Для расчёта сопротивления резистора Rк поделим напряжение питания Uп на ток коллектора:

Если сопротивление не попадает в стандартный ряд сопротивлений то нужно подобрать ближайшее значение и пересчитать ток коллектора. (Подробнее о выборе Rк)

На семействе выходных вольт амперных характеристик построим нагрузочную прямую по точкам Uп и Iк (показана красным цветом). На нагрузочной прямой выберем рабочую точку (показана синим цветом) по середине.

Рисунок 2 - Выходные ВАХ, нагрузочная прямая и рабочая точка

На рисунке 2 рабочая точка не попадает ни на одну из имеющихся характеристик но находится чуть ниже характеристики для тока базы Iб=0.05мА поэтому ток базы выберем чуть меньше например Iб=0.03мА. По выбранному току базы Iб и входной характеристике для температуры 25Сo и напряжения Uкэ=0 найдём напряжение Uбэ:

Рисунок 3 - Входная характеристика транзистора для выбора напряжения Uбэ

Для тока базы Iб=0.03мА найдем напряжение Uбэ но выберем чуть больше так как Uкэ>0 и характеристика будет располагаться правее, например выберем Uбэ=0.8В. Далее выберем ток резистора Rд1, этот ток должен быть больше тока базы но не настолько большим чтобы в нем терялась большая часть мощности, выберем этот ток в три раза большим чем ток базы:    По первому закону Кирхгофа найдем ток резистора Rд2:

Обозначим на схеме найденные токи и напряжения:

Рисунок 4 - Схема усилителя с найденными токами ветвей и напряжениями узлов

Рассчитаем сопротивление резистора Rд1 и подберем ближайшее его значение из стандартного ряда сопротивлений: Рассчитаем сопротивление резистора Rд2 и подберем ближайшее его значение из стандартного ряда сопротивлений: Обозначим сопротивления резисторов на схеме:

Рисунок 5 - Усилитель постоянного тока на КТ315Б.

  Так как расчёт приближённый может потребоваться подбор элементов после сборки схемы и проверки напряжения на выходе, элементы Rд1 и/или Rд2 в этом случае нужно подобрать так чтобы напряжение на выходе было близко к выбранному напряжению Uбэ.

   Для усиления переменного тока на вход и на выход надо поставить конденсаторы для пропускания только переменной составляющей усиливаемого сигнала так как постоянная составляющая изменяет режим работы транзистора. Конденсаторы на входе и выходе не должны создавать большого сопротивления для протекания переменного тока. Для термостабилизации в цепь эмиттера можно поставить резистор с небольшим сопротивлением и параллельно ему конденсатор для ослабления обратной связи по переменному току. Резистор в цепи эмиттера наряду с резисторами делителя будет задавать режим работы транзистора. 

На фотографии ниже собранный по схеме на рисунке 2 усилитель:

  

   На вход усилителя не подано напряжение, вольтметр подключенный к выходу показывает 2.6В что близко к выбранному значению. Если подать на вход напряжение прямой полярности (такой как на рисунке 5) то напряжение на выходе уменьшится (усилитель инвертирует сигнал): Если подать на вход напряжение обратной полярности то напряжение на выходе увеличится но не больше напряжения питания: Уменьшение напряжения на входе, при подключении ко входу источника, меньше чем увеличение напряжения на выходе что говорит о том что происходит усиление входного сигнала с инверсией. Схема с общим эмиттером производит большее усиление по мощности чем схемы с общей базой и общим эмиттером но она, в отличии от двух других, производит инверсию сигнала. Если необходимо произвести усиление по мощности постоянного тока без инверсии то каскадно можно соединить две схемы на рисунке 5 но при этом необходимо учесть что первый каскад будет изменять режим работы транзистора второго каскада поэтому сопротивления резисторов во втором каскаде необходимо будет подобрать так чтобы это изменение было как можно меньше. Также при каскадном соединении увеличится коэффициент усиления всего усилителя (он будет равен произведению коэффициента усиления первого каскада на коэффициент усиления второго).

electe.blogspot.com

Глава 7. Усилители напряжения, тока, мощности в схемах автоматики

1. Общие сведения

Усилителем называется устройство, предназначенное для увеличения напряжения, тока или мощности входного сигнала за счет энергии постoроннего источника. Выходная величина при этом является функцией входной и имеет одинаковую с ней физическую природу.

Простейшим усилителем является усилительный каскад, построенный на нелинейном полупроводниковом элементе (транзисторе). Основным параметром усилительного каскада является коэффициент усиления . В зависимости от назначения усилителя (усиление напряжения, тока или мощности) это может быть коэффициент усиления по напряжению, по току или по мощности:

KU = Uвых / Uвх , Ki = Iвых / Iвх, K p = Pвых / Pвх = KU K i

В зависимости от диапазона частот входных сигналов могут быть усилители постоянного тока, усилители низкой частоты, усилители высокой частоты. Они могут быть импульсными, широкополосными, избирательными. При многокаскадных исполнениях соединение каскадов может быть выполнено с непосредственной связью, резистивной, емкостной или трансформаторной связью.

Рис. 50.

Классификация и амплитудно-частотные характеристики усилителей.

Рис. 51.

Схемы соединения каскадов: а) с непосредственной связью; б) с резистивной связью; в) с емкостной связью; г) с трансформаторной связью.

2. Усилители переменного тока с емкостной связью

Для усиления сигналов переменного тока в схемах автоматики используются усилительные каскады с реактивными разделительными элементами - конденсаторами или трансформаторами. Поскольку питание осуществляется от источников постоянного тока, переменные токи и напряжения входных и выходных сигналов следует рассматривать как переменные составляющие суммарных токов и напряжений, накладывающиеся на постоянные составляющие. При этом амплитудные значения переменных составляющих не должны превышать определенных значений. Иначе возникнут искажения формы сигналов.

Основное распространение в качестве каскадов усиления напряжения получили каскады, в которых транзистор включен по схеме с общим эмиттером. Полярность коллекторного источника питания определяется типом транзистора. На схеме Рис. 52 использован транзистор р-n-p типа. Главной коллектиорной цепью, определяющей величину выходного напряжения, является цепь Ek - Rk - T - Rэ.

Для этой цепи можно записать:

Ek = Uk + Ik Rk + Iэ Rэ (7.1)

О

Рис.52. Схема усилительного каскада с общим эмиттером

стальные элементы образуют вспомогательные цепи. КонденсаторыСр1, Ср2, Ср3 обеспечивают выделение переменной составляющей сигналов в соответствующих цепях. Ср1 , кроме того, исключает протекание тока от источника Ек через источник входного сигнала и обеспечивает независимость напряжения Uб в режиме покоя от внутреннего сопротивления источника входного сигнала.

Резисторы R1 и R2 используются для задания точки покоя, т.е. такого тока базы, при котором входной сигнал будет проходить через каскад без искажения формы. R1 создает необходимый ток базы покоя Iбп , а R1 и R2 совместно определяют величину Uбп .

Резистор Rэ является элементом отрицательной обратной связи, предназначенным для температурной стабилизации режима покоя. Необходимость в этом возникает из-за тепловой зависимости Iко и . Изменение Iкп вследствие изменения Iко при колебаниях температуры вызовет изменение тока Iэп , что приведет к изменению Uбэп

Uбэп = Uбп - Iэп Rэ .

Uбэп при этом уменьшается, что приводит к уменьшению Iбп и Iкп соответственно. Сопротивление Rэ достаточно мало и в некоторых случаях не ставится.

Принцип действия каскада можно пояснить с помощью вольт-амперных характеристик. Проведем анализ каскада по постоянному току. На семействе коллекторных характеристик проводится прямая, соответствующая уравнению:

Uк = Eк - Iк ( Rк + Rэ ) (7.2)

Предполагаем, что Iк = Iэ. Прямая линия строится по двум точкам: Uк = Eк, Iк = 0; Uк = 0, Iк = Eк / (Rк + Rэ) . Эту линию называют линией нагрузки. Точки ее пересечения с коллекторными характеристиками дают решение уравнения (7 - 1). По этим точкам можно найти Iк , Uк и URk .

Рис. 53.

Входная и коллекторные характеристики биполярного транзистора.

В качестве входной характеристики принимают усредненную зависимость Iб = f (Uб) (Рис.53,б), которая мало зависит от Uк . Анализ удобно проводить с помощью переходной характеристики Iк = f(Iб), которая строится по точкам пересечения линии нагрузки с коллекторными характеристиками.

Начальную точку или точку покоя при Uвх = 0 , выбирают на середине линейного участка переходной характеристики. Подача переменного входного сигнала приведет к появлению переменной составляющей тока базы, а следовательно и тока коллектора. При этом очевидно, что

Iк макс < (Iкп - Iко) (7.3)

В этом случае не будет происходить искажения формы входного сигнала.

При определении переменных составляющих выходного напряжения каскада и коллекторного тока используют линию нагрузки по переменному току. Сопротивление каскада по переменному току равно

(7.4)

что меньше, чем Rн = Rк + Rэ . Линия нагрузки по переменному току пройдет через найденную точку покоя П. Строится она по отношению напряжений к токам:

Rн пер = Uкэ /Iк (7.5)

Линия нагрузки по переменному току характеризует изменение мгновенных значений тока коллектора iк и напряжения на транзисторе uкэ . Траектория рабочей точки перемещается по линии нагрузки переменного тока . Работа без искажений формы сигнала достигается за счет соответствующей величины входного сигнала и правильного выбора точки покоя.

При расчете элементов каскада исходными данными являются Uвых макс, Iн макс, Rн и мощность в нагрузке. Поскольку эти параметры связаны, достаточно знать только два из них, например Uвых и Rн . Максимальный ток коллектора определяется по соотношению

(7.6)

Для получения высокого коэффициента  принимают Rк = (3 - 5 )Rн . По выбранному Iкп находят Iбп:

(7.7)

По входной характеристике транзистора определяют Uбэп .

Ток эмиттера примерно равен Iкп . Напряжение коллекторного питания

Eк = Uкэп+ IкпRк + Uэп (7.8)

где Uэп = Iэ Rэ = Iкп Rэ

Eк не должно превышать предельное напряжение транзистора. Принимают Uэп = (0,1 – 0,3)Eк . Тогда

Rэ = Uэп/Iкп. Eк = (Uкэп + Iкп Rк ) /(0,7 – 0,9).

Иногда сопротивление Rэ не ставят.

При расчете элементов делителя R1 и R2 исходят из того, что он не должен оказывать шунтирующее действие на входную цепь (а это случилось бы, если принять R1 и R2 малыми).

Общее сопротивление параллельно соединенных R1 и R2 принимают равным (2 – 5) rвх = (2 –5) Uбэ / Iб . Тогда

; ; (7.9)

где Iд = (2 – 5) Iбп - ток делителя.

Транзистор выбирается по Eк , Iк макс , Рмакс и частотным свойствам.

Коэффициенты усиления каскада, входное и выходное сопротивления его определяются при расчете по переменному току. При этом пользуются схемой замещения каскада (Рис. 54).

Сопротивление источника питания принимается равным нулю (именно поэтому в предыдущем расчете R1 и R2 принимались параллельно соединенными). Входной сигнал – синусоидальный. Токи и напряжения характеризуются действующими значениями (). При этом входное сопротивление

(7.10)

где rвх = rб + (1 +  ) rэ. Исходя из реальных значений rб,  и rэ, принимают

Rвх = (1 - 3) КОм. Коэффициент усиления по току равен

(7.10)

Рис. 54. Схема замещения усилительного каскада.

Коэффициент усиления по напряжению равен:

(7.12)

Ku = (20 – 100)

Следует учесть, что каскад ОЭ осуществляет поворот фазы выходного сигнала на 180о по отношению к входному.

Коэффициент усиления по мощности равен

Kр = Pвых / Pвх = Ku Ki = (0,2 – 5) 103

Выходное сопротивление равно:

(7.13)

Параметры схемы могут быть также определены с помощью h – параметров. Коэффициент усиления по напряжению можно рассчитать, используя схему замещения (Рис.55) и принимая Rб >> h21, Iвх  Iб, Rн >> Rк. Тогда получим:

(7.14)

Отсюда

(7.15)

С учетом реальных величин h32 = 10-5 – 10-6 Ом, Rk = 103 – 104 Ом, h32Rk << 1. Поэтому Ku  - h31 Rk / h21, где h21 – входное сопротивление транзистора h 21 – коэффициент передачи тока.

Входное и выходное сопротивления каскада равны:

;

Рис. 55. Схема замещения транзистора в h-параметрах

Порядок входного сопротивления – от сотен Ом до нескольких килоОём. Выходное сопротивление обычно больше входного, что предполагает использование высокоомной нагрузки.

В многокаскадных усилителях с конденсаторной связью нагрузкой промежуточного каскада является входная цепь последующего каскада. Число каскадов определяется по требуемому коэффициенту усиления. Рассчитывают каскады начиная с оконечного к первому, исходя из требуемых напряжения, тока и мощности на нагрузке.

Наличие в схеме усилителя конденсаторов и зависимость параметров транзисторов от частоты, приводят к необходимости учета полосы пропускания частот усилителя. Амплитудно-частотная характеристика этого усилителя имеет достаточно широкий частотный диапазон. При этом следует учитывать, что в схемах автоматики усилитель работает как правило при фиксированной частоте, отчего коэффициент усиления остается практически постоянным. В то же время, наличие емкостей может привести к фазовым искажениям, которые определяются фазо-частотными характеристиками усилителя. Фазовый сдвиг, создаваемый каскадом, может быть определен как  = - arc tg в, где  - рабочая частота, в =  + к – эквивалентная постоянная времени;  = 1/(2f) – примерно равна времени жизни носителей заряда в базе; f - граничная частота ;

(7.17)

Каскад по схеме ОК. В качестве каскада усиления тока находит применение схема с общим коллектором. Его работу можно проанализировать аналогично тому, как это было рассмотрено для схемы ОЭ.

Можно считать, что по переменному току входное напряжение подается между базой и коллектором, а выходное снимается с Rэ. Точка покоя

в

Рис.56. Схема усилительного каскада с общим коллектором

ыбирается так же, как и для схемы ОЭ. Параметры схемы можно определить по схеме замещения или черезh-параметры. При использовании второго подхода получим:

, (7.18)

где h21- входное сопротивление транзистора; h31 =  , h32 - выходная проводимость транзистора. Очевидно, что Uвых < Uвх . Коэффициент усиления по напряжению равен:

(7.19)

С учетом реальных величин параметров Ku  1. Схема с ОК не дает усиления по напряжению и не меняет фазу входного сигнала. Входное сопротивление каскада

(7.20)

Это сопротивление составляет сотни кОм, больше, чем в схеме с ОЭ. Выходное сопротивление Rвых  h21/(1 + h31) имеет величину нескольких десятков Ом. Коэффициент усиления по току равен примерно Ki  (1 + ).

Для получения больших значений входных сопротивлений используется схема составного транзистора.

Рассмотренная схема называется эмиттерным повторителем и используется в качестве выходного согласующего каскада, позволяющего подключать низкоомную нагрузку.

studfiles.net

---

• 
  Схема усилитель тока
• 
  Схема усилитель тока
• 
  Схема усилитель тока
• 
  Каплун алексей
• 
  Каплун алексей
• 
  Каплун алексей
• 
  Каплун алексей
• 
  Атэкс электро ооо
• 
  Атэкс электро ооо
• 
  Атэкс электро ооо
• 
  Атэкс электро ооо