Проблемы транзисторов: Проблемы выбора ключевых силовых транзисторов

Проблемы выбора ключевых силовых транзисторов

За последнее десятилетие MOSFET и IGBT силовые транзисторы надежно зарекомендовали себя в качестве основных ключевых приборов для преобразовательной техники. В литературе [1-3] достаточно подробно рассматривался вопрос выбора тех или иных приборов в зависимости от величин рабочих частот, токов, напряжений и режимов работы силовых транзисторов. Рис. 1 иллюстрирует общепринятое разграничение областей применения MOSFET и IGBT силовых транзисторов в жестком режиме переключения исходя из достижимых для коммерческого использования их основных электрических характеристик. При напряжениях питания до 250 В и на частотах переключения свыше 100 кГц доминирующую роль играют MOSFET полевые транзисторы, на частотах до 30 кГц и напряжении 300-1200 В предпочтение отдается IGBT, при этом диапазон 250-800 В при 30-150 кГц оказывается спорным с позиции эффективности использования того или иного прибора. Это связано с тем, что у биполярных транзисторов IGBT существенную роль начинают играть динамические потери, а у полевых транзисторов MOSFET — статические, обусловленные слишком большой величиной сопротивления в открытом состоянии.

Рис. 1. Общепринятое разграничение областей применения полевых транзисторов MOSFET и IGBT биполярных транзисторов

Еще один важный фактор, влияющий на выбор ключевых приборов, связан со спецификой работы рассматриваемых преобразователей на индуктивную нагрузку и заключается в необходимости установки антипараллельных диодов, характеристики обратного восстановления которых вносят значительный вклад в динамические потери.

За последние годы ведущие производители компонентов для силовой электроники предприняли значительные усилия как по улучшению характеристик традиционных полупроводниковых приборов, так и по разработке новых изделий, позволяющих разработчикам решать проблемы повышения эффективности преобразователей на качественно новом уровне. Это заставляет пересмотреть традиционные решения вопроса выбора типов ключевых транзисторов.

Ниже будут рассмотрены характеристики современных силовых приборов и предложена методика выбора исходя из соотношения «эффективность — стоимость».

 

MOSFET полевые транзисторы

Появление в 70-х годах прошлого века высоковольтных полевых транзисторов с вертикальной структурой произвело переворот в схемотехнике и характеристиках источников питания. Высокие скорости переключения, отсутствие насыщения, простота управления затворами, устойчивость к перегрузкам по току и dV/dt позволили проектировать источники питания с частотами преобразования до сотен килогерц и удельными мощностями свыше 1000 Вт/дм3. В то же время по статическим потерям полевые транзисторы MOSFET значительно проигрывали биполярным транзисторам и тиристорам, что ограничивало их применение в мощных преобразователях напряжения. Поэтому основные усилия фирм-производителей были направлены на уменьшение величины сопротивления в открытом состоянии и увеличение максимального напряжения «сток — исток».

В 1998 году компания Infineon Technologies представила новый тип MOSFET полевого транзисторов под торговой маркой CoolMOS с напряжением «сток — исток» в закрытом состоянии 600 и 800 В, в которых удалось снизить сопротивление в открытом состоянии более чем в 5 раз по сравнению с обычными полевыми транзисторами с вертикальной структурой. Помимо сверхнизких статических потерь полевые транзисторы CoolMOS обеспечивают более высокую, чем у MOSFET, скорость переключения благодаря меньшей площади кристалла и, как следствие, более низкие потери переключения.

Общим недостатком полевых транзисторов с вертикальной структурой является наличие паразитного антипараллельного диода с неудовлетворительными характеристиками обратного восстановления, что очень усложняет их использование в преобразователях напряжения с рекуперацией реактивной энергии («жесткое переключение», индуктивная нагрузка, резонансные инверторы [4] и т. п.). Это заставляет производителей разрабатывать технологии, позволяющие улучшить характеристики встроенного силового диода. Примером может служить семейство силовых транзисторов HiPerFET компании IXYS.

Второй подход к решению данной проблемы заключается в блокировке паразитного диода последовательным с транзистором силовым диодом Шоттки и подключении встречно-параллельно диода ULTRAFAST или SiC (рис. 2). Приборы, реализующие этот принцип, выпустила компания Advanced Power Technology. Однако наличие последовательного диода резко увеличивает статические потери по сравнению с одиночным полевым транзистором MOSFET.

Рис. 2.

Для сравнения в таблице 1 приведены характеристики новых приборов с классификационными напряжениями 600 и 800 В и постоянным током стока до 55 А, изготовленных по различным технологиям.

 

IGBT биполярные транзисторы

Отмеченные выше недостатки полевых транзисторов заставляли производителей силовых полупроводников искать компромиссное решение, позволяющее объединить достоинства полевых транзисторов MOSFET и биполярных транзисторов Дарлингтона. В конце 80-х годов прошлого века было создано первое поколение биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT), а в начале 90-х — второе и третье поколения. Эти приборы объединили в себе простоту управления затвором полевого и большие коммутируемые токи биполярного транзисторов.

Упрощенно IGBT можно представить как комбинацию биполярного p-n-p транзистора и MOSFET (рис. 3).

Рис. 3.

Помимо основного p-n-p транзистора существует паразитная n-p-n-структура, которую делают неактивной путем шунтирования база-эмиттерного перехода слоем металлизации истока. Эти два транзистора образуют четырехслойную p-n-p-n-структуру паразитного тиристора. Суммарное усиление n-p-n-и p-n-p транзисторов должно быть меньше 1. Однако с повышением температуры их усиление возрастает, поэтому при очень большом токе коллектора из-за локального нагрева их суммарное усиление может превысить 1 и привести к открыванию n-p-n транзистора. При этом паразитный тиристор отпирается и не реагирует на изменение напряжения на затворе, что может привести к выходу из строя IGBT. Этот эффект называют статическим защелкиванием. Чрезмерно высокие величины dVкэ/dtи dIк/dt при выключении также могут привести к открыванию n-p-n-транзистора. Это эффект динамического защелкивания, который приводит к уменьшению области безопасной работы IGBT и делает ее зависимой от скорости выключения dVкэ/dt.

В отличие от MOSFET, у биполярных транзисторов IGBT отсутствует интегральный паразитный обратный диод, что позволяет при необходимости использовать внешний антипараллельный диод ULTRAFAST или SiC.

Структурно биполярные транзисторы IGBT делятся на PT (punch-through) и NPT (non-punch-through). У PT-приборов дополнительно имеется n+  подложкой и n– эпитаксиальной областью (рис. 4).

Рис. 4.

Благодаря его наличию увеличивается скорость рекомбинации дырок, что приводит к увеличению скорости выключения силового транзистора и уменьшению времени и тока рассасывания, а также усиления p-n-p транзистора. У NPT IGBT n+ буферный слой отсутствует, что, с одной стороны, приводит к уменьшению прямого падения напряжения «коллектор — эмиттер», но с другой стороны — увеличивает время рассасывания и, соответственно, потери выключения на высоких частотах. PT IGBT, в отличие от более «медленных» NPT-приборов, обладают низкой устойчивостью к короткому замыканию и поглощению большой лавинной энергии. По скорости переключения PT IGBT могут сравниваться с мощными MOSFET полевыми транзисторами, поэтому усилия фирм-производителей направлены на снижение прямых потерь проводимости и увеличение устойчивости к dVкэ/dt. Современные биполярные транзисторы PT IGBT, например из производственной линейки PowerMOS7 компании Advanced Power Technology, благодаря технологии снижения толщины n– эпитаксиальной области имеют величину прямого падения напряжения не хуже, чем у NPT-приборов.

В таблице 2 приведены характеристики современных высокоскоростных PT и NPT IGBT с классификационными напряжениями 600 и 1200 В, постоянным током коллектора до 50 А и антипараллельным диодом (FRD).

 

Выбор ключевых силовых транзисторов

В рамках данной статьи интерес представляет анализ эффективности применения того или иного класса ключевых приборов в преобразователях напряжения с напряжением питания 300-600 В мощностью до 10 кВт с частотами преобразования свыше 50 кГц. Такая задача относится к большой группе аппаратуры, которая включает установки для индукционного нагрева средней мощности (пайка и закалка), источники бесперебойного питания, прецизионные системы управления электродвигателями и т. п.

Выбор того или иного прибора в общем случае определяется конкретными электрическими характеристиками системы в целом. Критерием оптимальности в первом приближении можно считать минимизацию суммарных потерь при заданных параметрах питания и мощности нагрузки при максимально допустимом увеличении стоимости преобразователя напряжения.

Для оценки величин потерь в преобразователе напряжения, работающем в «жестком» режиме, будем считать, что за время открытого состояния силового транзистора ток, протекающий через него, остается приблизительно постоянным, скорость нарастания напряжения при выключении определяется величиной t_f , коэффициент заполнения равен 0,5.

Мощности статических потерь определяются выражениями:

— для полевых транзисторов MOSFET

— для полевых транзисторов MOSFET по схеме рис. 2

— для биполярных транзисторов IGBT

где I_sw — ток, протекающий через транзистор; U_sat — прямое падение напряжения на IGBT; R_on — сопротивление MOSFET в открытом состоянии; U_d — прямое падение напряжения блокирующего диода.

Мощность динамических потерь складывается из трех составляющих: «жесткое» переключение при токе (I_sw ), разряд выходной емкости (C₂₂) транзистора, заряженной до уровня напряжения питания (V₀), обратное восстановление антипараллельного диода с зарядом (Q_rr), и определяется выражениями:

— для полевых транзисторов MOSFET

— для биполярных транзисторов IGBT

где t_r, t_f— время нарастания и спада тока через силовой транзистор; f_s — частота преобразования; E_tot — суммарная энергия переключения IGBT.

Полные потери:

В таблице 3 приведены результаты расчетов величин полных потерь для приведенных выше приборов, работающих в преобразователях напряжения с V₀ = 320 В, P₀ = 5 кВт и V₀ = 540 В, P₀= 10 кВт на частоте f_s = 100 кГц.

На рис. 5, 6 показаны зависимости суммарных потерь и КПД мостовых инверторов от частоты переключения и мощности при использовании транзисторов IXFK52N60Q2 (HiPerFET), IRGP50B60PD1 (NPT IGBT+FRD) и модуля APTС60HM70SCT (CoolMOS+SiC). Хорошо видно, что КПД во всех случаях определяется в основном динамическими потерями. Использование HiPerFET и высокоскоростных NPT IGBT приборов со встроенными FRD на частотах выше 50 кГц дает приблизительно одинаковый результат. Радикальный выигрыш на высоких частотах получается при использовании транзисторов CoolMOS с антипараллельными диодами из карбида кремния, однако стоимость инвертора при этом значительно возрастает (с $30 за четыре IRGP50B60PD1 до $160 за модуль APTС60HM70SCT).

Рис. 5.

Рис. 6.

Выводы, которые можно сделать из приведенных расчетов, вполне ожидаемы: во-первых, паразитные диоды стандартных MOSFET и CoolMOS не могут быть использованы в качестве рекуперационных при работе с «жестким» переключением на индуктивную нагрузку; во-вторых, в рассматриваемом режиме работы частоты переключения современных 1200-вольтовых NPT IGBT не превышают 20-30 кГц, хотя последние позиционируются как ULTRAFAST приборы. В то же время хорошие   результаты   показывают   новые HiPerFET и комбинированные CoolMOS. Вопрос о применении PT IGBT для жесткого переключения должен решаться в каждом конкретном случае индивидуально, поскольку, как отмечалось выше, они не обладают устойчивостью к поглощению больших величин лавинной энергии. Комбинация CoolMOS и силового диода Шоттки SiC, как показано на рис. 2, фактически является идеальной альтернативой биполярному транзистору IGBT для высоких частот переключения. Особенно перспективно, по мнению автора, использование готовых полумостовых и мостовых модулей, в которых уже решены проблемы получения низких тепловых сопротивлений, электрической изоляции кристаллов и оптимизации конструкции с целью снижения паразитных реактивностей. При этом реальная стоимость мостового инвертора в виде модуля CoolMOS+SiC и собранного на дискретных HiPerFET транзисторах с учетом конструктивных затрат практически одинакова.

Таким образом, возвращаясь к вопросу о применимости биполярных транзисторов IGBT или полевых транзисторов MOSFET в спорном диапазоне рабочих напряжений и частот (рис. 1), можно с уверенностью сказать, что в ближайшие несколько лет ответ на него будет в пользу последних.

Литература

1. C. Blake, C. Bull. IGBT or MOSFET: Choose Wisely. International Rectifier. 1989.
2. A. Dubhashi, B. Pelly. IGBT vs HEXFET Power MOSFETs For Variable Frequency Motor Drives. International Rectifier. 1987. AN-980.
3. J. Dodge. Latest Technology PT IGBTs vs. Power MOSFETs. Advanced Power Technology. PCIM China. 2003.
4. L. Lorenz, G. Deboy, A. Knapp, M. Marz. CoolMOS — a new milestone in high voltage power MOS // Proc. of the ISPSD, 99-102. 1999.
5. H. Kim, Tomas M. Jahns, G. Venkataramanan. Minimization of Reverse Recovery Effects in Hard-Switched Inverters using CoolMOS Power Switches // IEEE IAS Annual Meeting. 2001.

 

Проблемы метрики «количество транзисторов на чипе» / Хабр

В техноиндустрии количество транзисторов и плотность транзисторов часто используют для демонстрации технического достижения и некой вехи в развитии. После выхода нового процессора или системы на чипе многие производители начинают хвастать сложностью своей схемы, измеряя количество транзисторов в ней. Недавний пример: когда компания Apple выпустила iPhone 11 с A13 Bionic внутри, она похвалялась тем, что процессор содержит 8,5 млрд транзисторов. В 2006 Intel сходным образом хвасталась Montecito, первым процессором с миллиардом транзисторов.

По большей части это постоянно увеличивающееся количество транзисторов является следствием закона Мура и мотивацией к дальнейшей миниатюризации. Индустрия переходит на новые техпроцессы, и количество транзисторов на единицу площади продолжает расти. Поэтому количество транзисторов часто считается показателем здоровья закона Мура, хотя это на самом деле и не совсем корректно. Закон Мура в оригинальном виде – это наблюдение, согласно которому количество транзисторов экономически оптимального дизайна (т.е. с минимальной стоимостью одного транзистора) удваивается каждые два года. С точки зрения потребителя, закон Мура – это на самом деле обещание того, что завтрашние процессоры будут лучше и ценнее сегодняшних.

В реальности плотность транзисторов значительно колеблется в зависимости от типа чипа, и особенно от способа компоновки самого чипа. Что ещё хуже, не существует стандартного способа подсчёта транзисторов, из-за чего для одной и той же схемы эти цифры могут отличаться на 33-37%. В итоге количество транзисторов и плотность транзисторов – это лишь приблизительные метрики, и если замкнуться только на них, можно потерять из виду общую картину.

На компоновку продукта влияет его предназначение

Плотность транзисторов тесно связана с предназначением и стилем разработки продукта. Будет, по меньшей мере, некорректно сравнивать такие сильно отличающиеся друг от друга компоновки, как ASIC с фиксированным быстродействием (к примеру, Broadcom Tomahawk 4 25.6Tb/s или Cisco Silicon One 10.8Tb/s) и высокоскоростной процессор для дата-центров (к примеру, Intel Cascade Lake или Google TPU3).

От ASIC требуется поддержка определенной пропускной способности, а увеличение частоты не приносит ему пользы. К примеру, чип Cisco Silicon One предназначен для высокоскоростных сетей, использующих 400Gbps Ethernet, и от увеличения частоты на 10% он ничего не выиграет. 400Gbps – это стандарт IEEE, а следующая ступень скоростей – уже 800Gbps. В итоге большинство команд разработки ASIC оптимизируют чипы по минимуму стоимости, автоматизации инструментов разработки, уменьшению количества специальных схем и плотности транзисторов.

И наоборот, чем быстрее серверный чип, тем больше он стоит, и поэтому он всегда будет получать преимущество от увеличения частоты. К примеру, Xeon 8268 и 8260 – 24-ядерные процессоры, и отличаются в основном базовой частотой (2,9 ГГц и 2,4 ГГц), в результате чего их стоимость отличается на $1600. Поэтому команда разработки серверов будет стремиться к оптимизации по частоте. Высокоскоростные процессоры обычно используют больше специальных схем и более крупные транзисторы. В современных схемах на базе FinFET это даёт увеличение количества транзисторов с 2, 3 плавниками, и даже больше. И наоборот, низкоскоростная логика, типа параллельных GPU или ASIC чаще использует более плотную компоновку транзисторов всего с одним плавником, принося в жертву тактовую частоту для увеличения плотности. Транзисторы с низкой утечкой также обычно имеют больший размер.

Плотность и количество транзисторов определяются балансом разработки

Ещё больше влияет на количество транзисторов и плотность транзисторов реальная компоновка чипа. Каждый современный чип состоит из какой-то комбинации логики для вычислений, памяти (обычно SRAM) для хранения и I/O для передачи данных. Однако по плотности три этих компонента значительно разнятся – см. таблицу 1. У Poulson и Tukwila одна платформа, одинаковые цели, связанные с высокой скоростью работы, и высочайший уровень надёжности.

Таблица 1: количество транзисторов и плотность транзисторов основных участков поколений Poulson и Tukwila процессора Itanium

Процессоры состоят из четырёх основных участков: ядра CPU, кэш L3, системный интерфейс и I/O. Судя по раскрытой производителем информации, у Poulson на кристалле есть ещё 18 мм² для других функций. Участок ядер CPU содержит ядра и оптимизированные по быстродействию кэши L1 и L2, и основное место там занимает высокоскоростная логика для операций свыше 1,7 ГГц для Tukwila и 2,5 ГГц для Poulson. Крупные кэши L3 (24 Мб для Tukwila и 32 Мб для Poulson) разработаны для максимальной ёмкости и используют самые плотные ячейки 6T SRAM из возможных. В системном регионе находится большой ассортимент функций – матричный переключатель для передачи данных I/O и памяти по кристаллу, QPI и контроллеры памяти, протокол когерентности с использованием справочника и кэши справочника, модули управления питанием. Системный участок обычно не такой плотный, поскольку логика там работает на фиксированной частоте, и во многих из более крупных компонентов высокоскоростные шины, пересекающие кристалл, занимают больше места, чем транзисторы. И, наконец, регион I/O содержит физические интерфейсы для внешних коммуникаций, реализованных через высокоскоростные последовательные связи (QPI links). Связи по-разному передают сигналы, и в сумме у них набирается порядка 600 контактов.

В количественном плане два этих процессора иллюстрируют критически важные тренды, которых придерживаются практически все крупные разработчики чипов. Во-первых, в различных частях чипа плотность транзисторов может отличаться в разы – более, чем в 20 раз, что во много раз больше, чем упоминаемое в законе Мура удвоение плотности, связанное с улучшением процессоров на одно поколение. Естественно, самым плотным участком является регион кэша, состоящий из сверхплотной SRAM – он и содержит большинство транзисторов. Кэш примерно в 3-5 раз плотнее, чем вычислительная логика в ядрах, что опять-таки больше, чем удвоение. Наименее плотная часть – это I/O, поскольку там содержатся деликатные аналоговые схемы типа PLL и DLL, цифровые фильтры, и крупные I/O транзисторы высокого напряжения, которые используются для отправки данных с чипа и получения им данных. Кроме того, многие участки I/O должны занимать достаточно места по краям чипа, чтобы их можно было соединить со всеми контактами, и занимаемая ими площадь определяется количеством контактов, а не плотностью схем.

Данные выше демонстрируют, что плотность транзисторов современных чипов является в основном функцией их предназначения и компоновкой самого чипа. Для экстремального примера представьте себе 32 нм схему, основанную на Poulson, но не имеющую кэша L3 – плотность транзисторов такого чипа равнялась бы примерно 2,57 млн/мм², или менее половины реальной плотности Poulson. И в другую сторону – гипотетический вариант Poulson, содержащий только вычислительную логику и кэш, без системы I/O, имел бы плотность транзисторов порядка 9 млн/мм².

Таблица 2: количество транзисторов и плотность транзисторов для некоторых чипов на 7 нм и 12 нм, по сообщению производителей

В таблице 2 содержатся подробности о нескольких чипах, произведённых по техпроцессам 7 нм и 12 нм от TSMC, подчёркивающие влияние компоновки чипа на плотность транзисторов. Radeon VII и RX 5700 от AMD похожи по компоновке, используют один техпроцесс, и их плотность транзисторов почти одинаковая. Плотность транзисторов у AMD Renoir и Nvidia A100 в 1,5 раза больше – возможно, поскольку это было целью разработчиков, или, возможно, благодаря более современным инструментам разработки. Ещё одно полезное сравнение — Nvidia V100 GPU и NVSwitch, 18-портовый коммутатор от NVLink. Техпроцесс у них один, однако последний в основном ориентирован на I/O, и в результате плотность транзисторов у V100 в 1,37 раза больше, чем у NVSwitch.

Наконец, SoC от двух смартфонов в 1,35 – 2,29 раз плотнее, чем остальные процессоры на 7 нм. Эта впечатляющая плотность достигнута благодаря разным целям оптимизации. SoC смартфонов делают так, чтобы они были подешевле, а их плотность была повыше. Процессоры AMD стремятся к высокой производительности. Кроме того, компании Apple и HiSilicon крупнее и богаче, они могут позволить себе большие команды разработчиков и большие траты на оптимизацию. Однако возможно также, что количество транзисторов и плотность транзисторов у мобильных SoC отличаются потому, что для них транзисторы считают по-другому. Последний столбец таблицы 2 показывает, как именно производитель подсчитывает количество транзисторов – мы подробнее обсудим это чуть позже.

Не все транзисторы созданы равными

Ещё одна проблема использования подсчёта количество транзисторов или плотность транзисторов в качестве метрики состоит в том, что эти цифры неоднозначны и могут ввести в заблуждение. Обычно мы представляем себе транзисторы в виде физической реализации логических блоков и схем. При вычислениях этим можно обозначить всё что угодно – от ядра процессора или модуля работы с плавающей запятой до инвертера. Для хранения это может быть кэш, регистровый файл, ассоциативное запоминающее устройство (content-addressable-memory, CAM) или битовая ячейка SRAM. Для аналоговых компонентов или I/O это может быть PLL, или передатчик/приёмник, расположенные вне чипа. Транзисторы, физические реализующие эти блоки, называют активными транзисторами (в отличие от схематических транзисторов). Однако в реальности не все транзисторы созданы равными, и современные процессоры производятся со множеством неактивных транзисторов. Транзисторы, формирующиеся в процессе изготовления называют макетными. Макетные транзисторы – это описанные выше активные транзисторы, но также среди них есть и фиктивные транзисторы, а также транзисторы, используемые в качестве развязывающих конденсаторов.

Фиктивные транзисторы вставляют в схему для повышения эффективности производственного процесса. К примеру, определённые шаги отжига и травления в процессе производства лучше работают на относительно однородной поверхности, и если вставить дополнительные транзисторы в пустые места, это увеличит однородность. Для многих аналоговых схем такие транзисторы нужны для достижения желаемой эффективности. Ещё пример – эффективность современных FinFET зависит от нагрузки на транзисторы, являющейся функцией транзисторов, находящихся поблизости. Для достижения нужной эффективности иногда приходится разместить несколько транзисторов поблизости, чтобы получить нужную нагрузку.

Хотя фиктивные транзисторы повсеместно применяются, их используют не так уж много. А вот развязывающие конденсаторы на основе MOSFET используются повсеместно. В целом логика современного чипа никогда не достигает 100% пространственной эффективности. При всех чудесах современных средств разработки всё равно останутся пустые места между отдельными логическими ячейками (к примеру, между вентилями NAND), между функциональными модулями (кэш L1D), и даже между целыми блоками (например, ядрами CPU). Пустое пространство возникает вследствие того, что инструменты разработки пытаются удовлетворить правилам, гарантирующим эффективное производство и частоту, использовать доступные ресурсы (например, маршрутные слои) и собрать электромеханическую головоломку из логических клеток, функциональных модулей и блоков. Пустое пространство может занять до 10-25% чипа. Для увеличения выхода годных изделий кристаллы должны быть относительно однородными, и пустое пространство не может оставаться реально пустым. Многие схемы заполняют эти места развязывающими конденсаторами, чтобы улучшить обеспечение питанием. Кроме того, в некоторых схемах развязывающие конденсаторы располагают внутри стандартных библиотек ячеек. Транзисторы в роли развязывающих конденсаторов – основной источник неактивных макетных транзисторов, однако точные данные по их количеству сложно найти.

Наши друзья из TechInsights провели технический анализ процессора на уровне схемы, в который входил и подсчёт макетных транзисторов на небольшом участке кристалла. Они поделились своими открытиями для небольшого списка SoC на 7 нм. Данные основаны на небольшом количестве избранных мест с каждого из SoC, обычно с GPU, где плотность транзисторов должна быть наибольшей. Они обнаружили, что в изученных ими местах порядка 70-80% транзисторов были активными, а оставшиеся 20-30% — развязывающими конденсаторами или фиктивными. Однако эти цифры основаны на небольшом количестве выборок, поскольку подобный анализ требует большого количества денег и времени. Чтобы подтвердить эти цифры и развить тему, мы собрали данные по нескольким современным схемам, и обнаружили, что обычно процент активных транзисторов составляет 63-66 от общего количества, а 33-37% транзисторов – развязывающие конденсаторы. Числа у TechInsights получились ниже, вероятно, потому, что они изучали наиболее плотные логические участки SoC, и не учитывали пустое пространство, где могло оказаться больше развязывающих конденсаторов.

Таблица 2: количество транзисторов и плотность транзисторов для некоторых чипов на 7 нм и 12 нм, по сообщению производителей

Из этих данных совершенно ясно следует, что между количеством активных и макетных транзисторов в чипе часто есть большая разница. К сожалению, многие компании обычно не указывают, число каких транзисторов они учитывают. Данные по процессорам от AMD и Nvidia из Таблицы 2 взяты из технических документаций. На основе неформального обсуждения этого вопроса с двумя этими производителями, мы привели число активных транзисторов в последнем столбце. Судя по всему, число транзисторов, указанное для HiSilicon Kirin 990 5G, может означать макетные транзисторы, что может объяснить несоответствие между этими схемами. Непонятно, реализован ли чип Apple A13 с использованием 8,5 млд активных или макетных транзисторов. В первом случае их достижение по плотности было бы впечатляющим.

Кажется неразумным учитывать эти фиктивные транзисторы и развязывающие конденсаторы наравне с активными транзисторами. Активные транзисторы реализуют функции и особенности, ценимые пользователями – будь то ядра CPU, выборочное отключение питания для улучшения энергопотребления в режиме простоя, ускорители нейросетей или кэш. Однако фиктивные транзисторы и развязывающие конденсаторы – это просто лишние компоненты, не добавляющие прямой ценности, а в некоторых случаях даже проигрывающие более сложным технологиям. К примеру, траншейные конденсаторы от IBM гораздо эффективнее развязывающих конденсаторов, и позволяют создавать плотные чипы eDRAM, уменьшая стоимость системы. Intel FIVR увеличивает эффективность платформы и полагается на MIM-конденсаторы, практически устраняя необходимость в развязывающих конденсаторах, а также, вероятно, уменьшает количество развязывающих конденсаторов, необходимых на кристалле. В обоих случаях уменьшение количества развязывающих конденсаторов приносит пользу. Суть закона Мура состоит в том, чтобы создавать ценность для потребителей, продуктивно используя дополнительные активные транзисторы, а фиктивные транзисторы и развязывающие конденсаторы этой ценности не добавляют.

Дело не в том, сколько там транзисторов, а в том, как вы их используете

Подводя итоги, Становится видно, что количество транзисторов и плотность транзисторов – метрики весьма проблемные. На них сильно влияет общая компоновка чипа и объёмы критически важных блоков – вычислительной логики, SRAM, I/O. SRAM наиболее плотная из всех трёх, поэтому небольшое изменение размера кэша сильно изменит количество транзисторов, при этом практически не повлияв на быстродействие и ценность. Более того, не все макетные транзисторы созданы равными. Активные транзисторы – это фундаментальные строительные блоки таких ценных компонентов, как CPU и GPU. С другой стороны, фиктивные транзисторы и развязывающие конденсаторы больше похожи на лишний груз. Надеюсь, что большинство компаний не будут объединять активные и макетные транзисторы, но важно отличать два этих типа при сравнении схем.

Несмотря на все проблемы с количеством транзисторов, эта метрика потенциально полезна в очень редких случаях. Почти всегда процессор с 100 млрд транзисторов будет сложнее и ценнее процессора с 100 млн транзисторов. Вероятно, анализ всё ещё остаётся верным для двукратной разницы в количестве транзисторов – особенно для чипов, обрабатывающих задачи параллельно, типа GPU, или для двух очень похожих процессоров (к примеру, двух SoC для смартфонов или двух серверных процессоров). Но сложно поверить, что небольшое различие в количестве транзисторов обязательно приведёт к наличию разницы в ценности. На самом деле отличным примером могут служить Radeon VII и RX 5700 от AMD. У Radeon VII на 28% больше транзисторов, однако быстродействие у него почти такое же, в частности из-за того, что в линейке RX 5700 используется более современная архитектура. Кроме того, RX 5700 оказывается гораздо дешевле, поскольку использует GDDR6 вместо HBM2. Реальная ценность для потребителей заключается не в количестве транзисторов, а в том, как они используются. Небольшие различия в количестве транзисторов не имеют значения по сравнению с хорошей архитектурой, выбором функций и другими факторами.

Многие из этих критических утверждений верны и для плотности транзисторов, и для техпроцессов. Если небольшое увеличение в количестве транзисторов не обязательно влияет на пользовательскую ценность, то вряд ли на это повлияет соответствующее небольшое увеличение в плотности. С другой стороны, такие факторы, как эффективность транзисторов, динамическое питание, энергопотребление в простое, инструменты разработки, доступность подложек и передовые свойства могут придать большую ценность. Плотность – всего лишь один из множества аспектов процесса, и если зацикливаться на нём, то можно за деревьями не заметить леса.

См. также:

• «Питание современных процессоров»
• «По ту сторону закона Мура»
• «Почему компания «Интел» делает ставку в разработке чипов на гений Джима Келлера?»

Как правильно устранять неполадки в цепях транзисторов (BJT)

Поиск и устранение неисправностей в цепях BJT — это в основном процесс выявления электрических неисправностей в сети с помощью мультиметров в различных узлах цепи.

Методы устранения неполадок BJT — обширная тема, и поэтому включение в одну статью 100% решений и стратегий может оказаться затруднительным.

По сути, пользователь должен знать о нескольких основных движениях и измерениях, которые могут помочь ему определить местонахождение проблемы и помочь распознать ее решение.

Совершенно очевидно, что первым шагом к поиску и устранению неполадок в схеме BJT будет тщательное знакомство с тенденциями сети и представление об указанных диапазонах напряжения и тока.

Проверка напряжения база-эмиттер

Помните, что для любого биполярного транзистора в активной области наиболее важным измеримым уровнем постоянного тока является напряжение база-эмиттер V BE .

Для биполярного транзистора во включенном состоянии напряжение на его базе и эмиттере В BE должно быть около 0,7 В.

Правильные соотношения для тестирования V BE можно увидеть на рисунке ниже. Обратите внимание, что положительный (красный) вывод цифрового мультиметра прикасается к базовой клемме npn-транзистора, а отрицательный (черный) — к клемме эмиттера.

Любая другая форма отображения, не соответствующая приблизительному значению 0,7 В, например 0, 4 или 12 В, или отрицательное значение может указывать на неисправное устройство, и в такой ситуации сетевые подключения могут потребовать более глубокого анализа.

Для pnp-транзистора можно использовать ту же стратегию, однако для получения аналогичного отклика необходимо изменить полярность измерительного щупа.

Проверка напряжения коллектор-эмиттер

При поиске и устранении неисправностей BJT другим уровнем напряжения, имеющим такое же значение, является напряжение коллектор-эмиттер.

Вспомните из общих характеристик биполярного транзистора, что значения V CE около 0,3 В указывают на то, что устройство находится в состоянии насыщения — ситуация, которая не должна существовать на самом деле, если, конечно, биполярный транзистор не работает в режиме переключения. Сказав это:

Для стандартного биполярного транзисторного усилителя, работающего в активной области, V CE обычно составляет от 25% до 75% от V CC .

Например, если напряжение питания V CC = 20 В, а показания счетчика для тока коллектор-эмиттер V CE могут быть от 1 до 2 В или от 18 до 20 В, то, несомненно, это аномалия. исход. Если иное не предусмотрено намеренно, сеть и соединения должны быть проверены. Это можно увидеть на представленном ниже изображении.

Проверка соединений разомкнутого контура биполярного транзистора

Если напряжение коллектор-эмиттер В CE = 20 В (при напряжении питания V CC = 20 В), может возникнуть как минимум две возможности: либо устройство (биполярный транзистор) поврежден и имеет характеристики разомкнутой цепи между контактами коллектора и эмиттера, или, возможно, разомкнута цепь соединения коллектор-эмиттер или база-эмиттер.

Ниже показана ситуация, которая может создать ток коллектора I C при 0 мА и V RC = 0 В.

Здесь мы видим, что черный щуп вольтметра подключен к общему заземлению источника, а красный щуп к нижнему выводу резистора. При отсутствии тока коллектора и соответствующем нулевом падении напряжения на R C показания могут быть равны 20 В.

V CC отключен от активного устройства из-за обрыва цепи.

Проверка неправильного сопротивления

Вероятно, наиболее типичными ошибками в процедурах поиска и устранения неисправностей является включение неправильных значений сопротивления для любой данной сети.

Подумайте об эффекте использования резистора 680 Ом для базового резистора R B вместо требуемого правильного сетевого значения 680 кОм. Для напряжения питания V CC = 20 В и конфигурации с фиксированным смещением результирующий базовый ток будет 28,4 мА вместо требуемых 28,4·9.0037 мкА. Огромная разница!!

Базовый ток 28,4 мА, несомненно, означает, что устройство находится в области насыщения, что может привести к повреждению устройства. Из-за того, что реальные значения резисторов во многих случаях не совпадают с минимальным значением цветового кода, может быть целесообразно проверить значение резистора с помощью омметра, прежде чем применять его в цепи.

Это гарантирует, что истинные значения будут ближе к предполагаемым диапазонам, и даст пользователю определенную уверенность в правильности используемого значения сопротивления.

Устранение неполадок в неизвестных ситуациях

Могут быть случаи, когда может накапливаться разочарование.

Возможно, вы проверили BJT на анализаторе кривых или другом инструменте для тестирования BJT и обнаружили, что он абсолютно исправен.

Все уровни резисторов кажутся подходящими, межсоединения выглядят надежными, возможно, использовалось надлежащее напряжение питания — что тогда?? На этом этапе специалист по устранению неполадок должен приложить усилия для достижения более высокого уровня мышления.

Может ли быть так, что внутренняя сеть от провода и концевого соединения провода плохая?

Как часто вы замечали, что простое нажатие BJT в некоторых соответствующих местах приводило к возникновению состояния «замкнуть и разорвать» соединение?

В другом случае вы можете обнаружить, что источник питания включен с правильным напряжением, но регулятор ограничения тока был ошибочно расположен в нулевой точке, блокируя указанную правильную величину тока в цепи.

Естественно, чем сложнее сеть, тем больше может быть спектр возможностей.

В любом случае, вероятно, наиболее успешная стратегия устранения неполадок в сети BJT всегда заключается в проверке различных уровней напряжения относительно земли.

Обычно это делается путем подключения черного (отрицательного) щупа вольтметра к земле и «прикосновения» красного (положительного) щупа к основным точкам сети.

На рисунке выше, когда красный щуп подключен непосредственно к источнику питания V CC , он должен отображать на измерителе подаваемый уровень напряжения V CC . Это просто потому, что сеть работает с одним общим заземлением для подключенного питания и других параметров.

При В С показание должно быть меньше, в зависимости от падения напряжения на R С . Причем напряжение V E должно быть ниже V C на величину, равную V CE или напряжению коллектор-эмиттер.

Неудачной регистрации любого из этих экземпляров будет достаточно, чтобы определить ошибочное соединение или элемент. Если V RC и V RE имеют справедливую стоимость, но V CE показывает 0 В, вероятность может заключаться в том, что BJT внутренне поврежден, что приводит к считыванию типа короткого замыкания между выводами коллектора и эмиттера.

Как отмечалось ранее, если V CE регистрирует уровень около 0,3 В, как определено V CE = V C — V E (из-за изменения двух величин, как указано выше), система может указывать на состояние насыщения с BJT, который может быть дефектным или, возможно, не дефектным.

Из приведенного выше обсуждения должно быть относительно очевидно, что вольтметр, будь то аналоговый или цифровой, очень важен в процедуре ремонта.

Диапазоны тока (ампер) часто определяются самими уровнями напряжения, измеренными на различных резисторах, вместо того, чтобы без необходимости «разрывать» сеть для вставки щупов миллиамперметра мультиметра.

Для проверки больших схем в спецификациях указаны точные диапазоны напряжения со ссылкой на землю, что упрощает тестирование и определение возможных проблемных зон.

Решение практического примера #1

Ссылаясь на различные показания напряжения для следующей конфигурации BJT, выясните, должна ли конструкция работать правильно, если не укажите причину этого.

Пример #2

По показанным на диаграмме показаниям определите, находится ли транзистор в положении «включено» или нет, и правильно ли работает сеть.

Приветствую вас

Я надеюсь, что это руководство поможет вам понять, как устранять неполадки в схемах биполярных транзисторов. В статье до сих пор обсуждалось устройство npn. Вскоре я постараюсь обновить пост, добавив больше информации о методах устранения неполадок pnp-транзистора.

Если у вас есть дополнительные сомнения, пожалуйста, используйте поле для комментариев ниже, чтобы выразить свои мысли.

Упражнение числовые задачи — с ответами, решение | Semiconductor Electronics

Физика : Semiconductor Electronics: Book Back, Упражнение, Пример Численный вопрос с ответами, Решение: Упражнение Численные задачи с ответами, Решение

Численные задачи

1. В данной схеме два идеальных диода подключены, как показано на рисунке ниже . Рассчитайте ток, протекающий через сопротивление R1 [Ответ: 2,5 А]

Решение:

Барьер
потенциал идеального диода равен нулю. Диод Д ₁ смещен в обратном направлении,
поэтому он блокирует ток, а диод D ₂ смещен в прямом направлении, поэтому
пройдет ток.

данная схема становится

Действующей
сопротивление R _эфф = R ₁ + R ₃ = 4 Ом

Ток
через R ₁ = V/R _эфф = 10/4 = 2,5 А

2. Четыре кремниевых диода и резистор 10 Ом подключены, как показано на рисунке ниже. Каждый диод имеет сопротивление 1 Ом. Найдите ток, протекающий через резистор сопротивлением 18 Ом. [Ответ: 0,13 А]

Решение:

В
данная цепь D ₂ и D ₃ находится в прямом смещении, поэтому они
проводят ток, пока D ₁ и D ₄ находятся в обратном смещении, поэтому
они не проводят ток. Таким образом, схема эквивалентов будет

эффективное сопротивление R _эфф

=
1 Ом + 10 Ом + 1 Ом = 12 Ом

Здесь
используются кремниевые диоды

∴ Барьерный потенциал для Si 0,7
В

Нетто
потенциал (В _нетто ) = 3 – 0,7 — 0,7

В _нетто
= 1,6 В

Ток
(I) = V _net / R _eff = 1,6 / 12 = 0,133A

цифра до насыщения. [Ответ: 56 мкА]

Раствор;

В _СЕ
= 0,2 В

R _c
= 1 к Ом

β
=50

Вкк
= 3В

I
_В = ?

лк
= [V _CC – V _CE ] / R _C

=
(3-0,2) / 10 ³

=
2,8 × 10 ^-3 А

=
2,8 м А

β=
I _C /I _B

∴ I _B = I _C /
β = 2,8 × 10 ^-3 / 50 = 0,056 × 10 ^-3

=
56 × 10 ^-6 A

I _B =56 мкА

4. На схеме дан транзистор с α =0,99 и VBE = 0,7В. Найдите значение тока коллектора.

[Ответ: 5,33 мА]

Данные:

α
=0,99

В _БЭ
= 0,7 В

I _C =?

Решение:

Транзистор
находится в области насыщения.

∴ I _{c =} I _c(sat)

I _C
и I _B являются независимыми

V _CE(sat)
= 0,2 В, В _BE(sat) = 0,8 В для кремниевого транзистора (т. е. стандартный
значение)

Применить KVR через контур B-E:

В _1к
+ V _10k + V _{BE sat} + V _1k = V _CC

∴ 1(I _C + I _B )
+ 10 I _B + 0,8 + 1 (I _C + I _B ) = 12

2
I _C + 12 I _B = 11,2         ……………(1)

Применить KVR через контур C-E:

V _1k
+ V _1k + V _{CE sat} + V _1k = V _CC

л(Я _С
+ I _B ) + 1 I _C + 0,2 + I(I _C + I _B ) =
12

3И _С
+ 2I _B = 11,8    ……………….(2)

Решить
уравнение (1) и (2)

I _B
= 0,3125 мА

I _C
= 3,725 мА ≈ 3,73 мА

5. В схеме, показанной на рисунке, биполярный транзистор имеет коэффициент усиления по току (β), равный 50. Для напряжения эмиттер-база VEB = 600 мВ рассчитайте напряжение эмиттер-коллектор VEC (в вольт). [Ответ: 2 В]

Данные :

β = 50

В _E =3 В

В _EB =6 0
м В

R _B =60 кОм

R _E =500 Ом

Решение:

В _B =V _E −V _EB

V _B
= 3−0,6 = 2,4 В

I _Б
= В _B /R _B = 2,4 / 60×10 ³ = 40 мкА

Я _С
= βI _B = 50×40 мкА = 2×10 ^-3 A = 2 м A

В _C
= R _C I _C = 500×2×10 ^-3 = 1 В

В _EC
= В _Е -В _С = 3-1 = 2В

В _ЕС
= 2В

6. Определить
ток, протекающий через резисторы 3 Ом и 4 Ом схемы, приведенной ниже. Предполагать
что диоды Д ₁ и Д ₂ — идеальные диоды.

Решение:

диод D ₂ смещен в обратном направлении. Так ток не проводит.

∴ ток через 3 Ом = 0

диод D ₁ смещен в прямом направлении и является идеальным диодом. Итак
данная схема становится как

ток через 4 Ом равен

∴ I
= В/Р = 12/6 =2 А

 

7. Докажите
следуя булевым выражениям, используя законы и теоремы булевой алгебры.

и)
(А + В) (А + ) = А

ii)
А  (  +B) = AB

iii)
(A + B) (A + C) = A + BC

Решение:

Логическое уравнение A +  ᾹB = A + B с использованием
таблица истинности.

Решение:

Следовательно,
проверено

 

9. В данном
На рисунке регулятора напряжения используется стабилитрон с напряжением пробоя 15В.
Определить ток через сопротивление нагрузки, полный ток и
ток через диод. Используйте приближение диода.